有源箝位反激变换器的研

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有源箝位反激变换器的研究

宋鑫，牛洁茹（中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏 徐州 221008）

摘要：本文介绍了单端反激变换器的工作原理，提出了一种有源箝位电路的设计方法，本箝位电路结构简洁且易于实现。文中分析了该电路的工作原理，比较了在不同工作模式下的工作情况。并用MATLAB 仿真以及实验验证了有源箝位电路的有效作用，对死区对电压波形的影响提出了分析。证明了此电路有效的降低了开关管的损耗，减少了对开关管的应力要求和损害。

关键词：电源技术；反激变换器；有源箝位；SIMULINK

Research on Active Clamp Circuit in Fly-back Converter

Song Xin, Niu Jieru

(College of Information and Electric Engineering,China Uinversity of Mining and

Technology,JiangSu XuZhou 221008)

Abstract: This paper presented the principle of single-end flyback converter, and introduced a new design method of active clamp circuit which has simple structure and easily realized. It is analyzed the main principle of the circuit and compared the circuit under different modes. It is shown that effectively of the active clamp circuit in experiments by SIMLINK and analyzed the affect of voltage waves in dead zone. That proved it effectively decreased dissipation of switch and reduced the stress requirements and damage on the switch.

Keywords:Electronics;Fly-back converter;Active clamp circuit;SIMLINK

0 引言

电源是各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源，由于开关电源在体积、重量、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且对整机多项指标有良好影响，因此它广泛应用于邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展[1]。所以寻求高性能的开关电源是电力电子技术重要的研究内容。

反激式变换器又称单端反激式或“Buck-Boost ”转换器。其输出端在原边绕组断开电源时获得能量。具有电路简单，能高效提供多路直流输出，转换效率高，损失小，造价低等优点，广泛应用在小功率场合[2]。

反激变换器中的隔离变压器起着电感和变压器的双重作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态，为了防止磁芯饱和，需要较大气隙从而导致漏感过大，电感值低[3]。由于漏感的存在，在开关管关断时将产生电压高峰，必须用箝位电路加以抑制开关电压、电流应力。

目前常用的箝位电路包括：有损RCD 箝位电路，有源箝位电路，双晶体管、双二极管箝位电路，LCD 箝位电路等。本文针对有源箝位电路的反击变换器进行分析研究，通过仿真和实验验证了有源箝位电路的良好箝位效果。

基金项目：江苏省“六大人才高峰”资助项目（07-D-024），江苏省研究生培养创新工程（CX09B-114Z ） 作者简介：宋鑫（1985-），男，在读硕士研究生，电力电子技术，控制理论. E-mail: [email protected]

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1 反击变换器工作原理分析

图1 单端反击变换器

Fig. 1 single-end fly-back converter

图1为单端反击变换器。在反激变换器中，耦合电感不但起到隔离变压器作用而且起到储能电感的作用。耦合电感磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁芯饱和需要开气隙，因此耦合电感的初级电感值较小。根据耦合电感磁通的连续性，可以将反击变换器的工作模式分为电流连续模式（CCM ）、电流临界连续模式（BCM ）和电流断续模式（DCM ）[4]。

1.1 不同工作模式工作原理分析

当反击变换器工作在CCM 模式时，电感量L 1，

2

U i U i 2T oN f D on T s Δφ+=L 1≥n i 2I O min U o

其中U i 为输入电压，U o 为输出电压，T oN 为开关导通时间，f 为开关频率；I omin 为临界连续输出电流。电流连续模式能量传递方程：

22U in D 2L 1i o f s

=i o U in D +−

2L 1f s 2

P CCM

其中P i 为变压器初级线圈初始电流产生的电功率，P f 为能量反馈作用产生的电功率。 电感电流断续时，U o /Ui 不仅与占空比D 有关而且和负载电流I o 的大小有关，设VDT s

为副边电流导通的时间，由于在一个开关周期内铁芯磁通增量和减少量相等，电流断续模式为能量完全转换模式。

22

W L L 1K i 2t on U in D 2===T 2T 2L 1f s ，

P DCM

适当减小原边电感或者减小频率可以使输出功率增大。当参数固定后，输出功率仅与占空比有关。

反激变换器工作在DCM 模式时：原边开关导通时，电源U i 加在耦合电感初级绕组上，副边绕组中的感应电压为U 2=-nUi 。

使二极管截止，负载电流由滤波电容提供。此时耦合电感次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感量为L1的电感，初级电流线性增加，增加率为：di p /dt=Ui /L1，

在t on 时达到最大：

I p max =I p min +

U i

D on T s L 1

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在 t=Ton 时，开关管断开，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，极性端为负，使存储在耦合电感中的能量通过二极管释放，一方面向电容充电一方面也向负载供电。此时只有耦合电感的次级工作，相当于一个电感，其电感量为L 2。次级电流is 从最大值I smax 线性下降。在t=Ts 时，电流i s 达到最小值I smin ，

I s min =I s max +

U o

(1−D on ) T s L 2

在此过程中，耦合电感铁芯去磁，其磁通φ也线性减小。

电流断续模式各器件的开关应力情况：开关管断开所承受的电压应力为Ui 和初级绕组中感应电动势之和。即：

U i 1

U ds =U i +U o =

n 1−D on

在输入电压一定时，开关管电压应力和占空比有关，故必须限制最大占空比的值。二极管承受电压等于输出电压U o 与输入电压U i 折算到次级电压之和。

初级电流应力为：

I p max =

U i n 21

I o +D on

n 11−D on 2L 1⋅f s

次级电流应力为：

I s max =

1n 1n U i

I p max =I o +1D on n 2n 22L 1⋅f s 1−D on

1.2 CCM 模式和DCM 模式工作情况比较

反激变换器在DCM 和CCM 模式时工作情况的比较：(1)耦合电感：DCM 模式比CCM 模式电感量小得多，耦合电感的体积要小得多；(2)次级整流二极管的工作环境：DCM 模式时在开关管再次开通前副边二极管电流已经下降到零，没有由二极管反向恢复引起的振铃现象和EMI 问题；(3)耦合电感的损耗：DCM 模式下电流峰值大，电流有效值大，因此线圈的铜损要大于CCM 模式。DCM 模式下，铁芯工作于第二类工作状态，电流峰值大，△B 较大；反激变换器完全工作于DCM 模式，由负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困难，因此DCM 一般用于负载变化小且小功率的场合。如果负载变化大则选择在CCM 模式。

2 有源箝位电路分析设计

由于现在的电源设计对高效率和低成本的追求，有源箝位反激变换器目前大受欢迎。传统双开关正激变换器难以满足新电源对效率的要求，单开关反激式有源箝位提供了一种替代传统双开关正激变换器的途径[5]。有源箝位电路的设计利用了电容在开关截止期间存储漏感能量这一原理[6]，然而，存储的能量不是以热的形式耗散，而是重复用于使漏极电压降到0，自然确保功率开关处于ZVS （零电压开关）工作方式。这有助于：（1）可把单开关反激式变换器延伸应用到功率超过150W 的场合，而无须为由RCD 箝位技术带来的开关损耗支付代价；（2）大大增加了开关工作效率，可选用较小尺寸的磁性元件。

图2所示为加入了有源箝位电路的反激式变换器。该电路把一个电容的一头接到由SW 组成的双向开关和二极管，另一头连接到滤波输出电源或参考地。其作用由MOSFET 来控制，该MOSFET 是采用N 或P 沟道取决于复位电路。

图2 反激式变换器的有源箝位电路

Fig. 2 active clamp circuits of fly-back converter

有源箝位反激式变换器功率开关闭合期间，电流线性上升，上升斜率取决于输入电压和漏电感元件与原边电感之和，即

S on =

V in

L p +L leak

L p L p +L leak

其中L leak 为漏感，该阶段，输入电压分成如下两个表达式：

V Lp =V in ，V leak =V in

L leak

L p +L leak

当峰值电流达到由反馈环产生的设置点，功率开关导通，磁化电流向滤波电容充电。漏极电压增加到达到箝位电容两端电压V clamp 与输入电压V in 之和，此时上部开关体二极管开始导通。值得注意的是，此时会有谐振过度现象，但是由于持续时间短，观察到的波形几乎是线性的。

箝位电容固定了电感L p +Lleak 两端的电压，两个电感起到了电压分压器的作用。电压分压值为：

V Lp =−V clamp

L p L p +L leak

当原边电压完全反响至副边二极管导通时，由于体二极管导通，受益于零电压工作条件，上部开关可以安全导通。漏电感和箝位电容产生谐振并出现正弦波形，谐振频率取决于漏电感与箝位电容（忽略滤波电容）。当谐振电流波形到达0，电流反向并流向另一方向。所以在某个时间漏电感电流达到负峰值。

滤波电容电压成为0的条件为：开关断开时存储在漏电感中的能量等于或超过存储在滤波电容的能量，利用这一关系，可以求得谐振时的漏电感值为：

L leak

V +V f ⎞⎛

C lump ⎜V in +out ⎟

N =2

I peak

上式中，开关断开时的峰值电流可用控制器在导通时间结束时的峰值电流来近似。实际上，假设有阻尼行为（欧姆损耗），最后的值与该值稍有不同。如果在上部开关断开期间电流值太低，滤波电容电压不能适当地放电到零。峰值电流定义为：

I peak ≈I L , avg

ΔI Lp

⎛1N

+=P out ⎜+2⎝ηV in V out ⎞V in D

⎟+L F 2p sw ⎠

由于漏电感已由定义给出，可以计算箝位电容值。该电容值与高输入电压下的截止持续时间有关，而谐振周期的一半始终大于最大截止持续时间。否则，在谐振波形的负峰不再对应于上部开关断开时间，得到箝位电容值的表达式为：

C clamp

(1−D min ) 2

=

F sw 2π2L leak

3 仿真与实验分析

3.1 仿真分析

在MATLAB 仿真实验中，我们选取主开关管占空比为30%的情况，输入电压为12V ，采用有源箝位的反击变换器设计，箝位电容采用3uf 电容，主开关管电压应力仿真波形如图3所示：

U d s (V )

U d s (V )

00.020.04

t(S)

0.060.080.1

t(S)

U d s (V )

U d s (V )

t(S)

图3 主开关管电压应力仿真波形

Fig. 3 simulation waveform of main switch voltage stress

t(S)

由仿真波形可以明显的看到，主开关管DS 电压应力波形受到死区时间的影响，由于死区的存在，主开关管DS 电压波形在上升沿有电压尖峰的存在，下降沿波形很好。箝位电容电压仿真波形如图4所示：

U c (V )

t(S)

图4 箝位电容电压仿真波形

Fig. 4 clamping capacitor simulation waveform voltage

3.2 实验分析

通过SIMULINK 仿真，我们选取了合适的箝位电容参数，实验得到了主开关管和箝位开关管的电压应力波形，以及副边二极管电压波形和箝位电容电压波形（示波器探头为10倍关系），如图5所示：

主开关管DS 电压应力波形 箝位开关管DS 电压应力波形

箝位电容电压波形 副边二极管电压波形

图5 30%主开关管占空比实验波形

Fig. 5 30% duty ratio on main switch experimental waveforms

通过实验比较分析，如图5所示，与仿真情况一致，主开关管DS 电压应力波形受到死区时间的影响，由于死区的存在，主开关管DS 电压波形在上升沿有电压尖峰的存在，相应的副边二极管电压波形也有尖峰的存在。箝位电容的电压波形也与仿真波形相一致。

4 小结

本文分析了反击变换器的工作原理，对不同的工作模式进行了比较分析，对有源箝位反激变换器电路进行了分析设计和参数选取，并用MATLAB 仿真以及实验验证了有源箝位电路的有效作用，对死区对电压波形的影响提出了分析。由理论分析及仿真和实验结果可知，反激式有源箝位电路结构简洁易于实现，可以有效地提高拓扑的效率，并且对开关管电压有理想的箝位效果。 [参考文献] (References)

[1] Jiang Xinxin, Jin Yonggao; Chen Ying. Design of the fly-back DC-DC converter based on the MOS

branch-current technique [J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2000, Vol 36: p 3421-3. [2] 徐德鸿．电力电子系统建模[M].北京: 机械工业出版社，2005.

[3] 林晓伟．单端反激开关电源原理与设计[J].电子工程师，2007，33(5),33-35;

[4] 胡江毅．反激变换器的应用研究[D].南京：南京航空航天大学自动化学院，2003. [5] 王海．单端反激式开关电源的分析与设计[J].电讯技术，1988，28 (6),13-16;

[6] 严伟加，谢运祥．有源箝位正反激变换器的小信号建模与分析[J].通信电源技术. 2008(5), Vol.42, 34-36;

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有源箝位反激变换器的研究

宋鑫，牛洁茹（中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏 徐州 221008）

摘要：本文介绍了单端反激变换器的工作原理，提出了一种有源箝位电路的设计方法，本箝位电路结构简洁且易于实现。文中分析了该电路的工作原理，比较了在不同工作模式下的工作情况。并用MATLAB 仿真以及实验验证了有源箝位电路的有效作用，对死区对电压波形的影响提出了分析。证明了此电路有效的降低了开关管的损耗，减少了对开关管的应力要求和损害。

关键词：电源技术；反激变换器；有源箝位；SIMULINK

Research on Active Clamp Circuit in Fly-back Converter

Song Xin, Niu Jieru

(College of Information and Electric Engineering,China Uinversity of Mining and

Technology,JiangSu XuZhou 221008)

Abstract: This paper presented the principle of single-end flyback converter, and introduced a new design method of active clamp circuit which has simple structure and easily realized. It is analyzed the main principle of the circuit and compared the circuit under different modes. It is shown that effectively of the active clamp circuit in experiments by SIMLINK and analyzed the affect of voltage waves in dead zone. That proved it effectively decreased dissipation of switch and reduced the stress requirements and damage on the switch.

Keywords:Electronics;Fly-back converter;Active clamp circuit;SIMLINK

0 引言

电源是各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源，由于开关电源在体积、重量、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且对整机多项指标有良好影响，因此它广泛应用于邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展[1]。所以寻求高性能的开关电源是电力电子技术重要的研究内容。

反激式变换器又称单端反激式或“Buck-Boost ”转换器。其输出端在原边绕组断开电源时获得能量。具有电路简单，能高效提供多路直流输出，转换效率高，损失小，造价低等优点，广泛应用在小功率场合[2]。

反激变换器中的隔离变压器起着电感和变压器的双重作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态，为了防止磁芯饱和，需要较大气隙从而导致漏感过大，电感值低[3]。由于漏感的存在，在开关管关断时将产生电压高峰，必须用箝位电路加以抑制开关电压、电流应力。

目前常用的箝位电路包括：有损RCD 箝位电路，有源箝位电路，双晶体管、双二极管箝位电路，LCD 箝位电路等。本文针对有源箝位电路的反击变换器进行分析研究，通过仿真和实验验证了有源箝位电路的良好箝位效果。

基金项目：江苏省“六大人才高峰”资助项目（07-D-024），江苏省研究生培养创新工程（CX09B-114Z ） 作者简介：宋鑫（1985-），男，在读硕士研究生，电力电子技术，控制理论. E-mail: [email protected]

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1 反击变换器工作原理分析

图1 单端反击变换器

Fig. 1 single-end fly-back converter

图1为单端反击变换器。在反激变换器中，耦合电感不但起到隔离变压器作用而且起到储能电感的作用。耦合电感磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁芯饱和需要开气隙，因此耦合电感的初级电感值较小。根据耦合电感磁通的连续性，可以将反击变换器的工作模式分为电流连续模式（CCM ）、电流临界连续模式（BCM ）和电流断续模式（DCM ）[4]。

1.1 不同工作模式工作原理分析

当反击变换器工作在CCM 模式时，电感量L 1，

2

U i U i 2T oN f D on T s Δφ+=L 1≥n i 2I O min U o

其中U i 为输入电压，U o 为输出电压，T oN 为开关导通时间，f 为开关频率；I omin 为临界连续输出电流。电流连续模式能量传递方程：

22U in D 2L 1i o f s

=i o U in D +−

2L 1f s 2

P CCM

其中P i 为变压器初级线圈初始电流产生的电功率，P f 为能量反馈作用产生的电功率。 电感电流断续时，U o /Ui 不仅与占空比D 有关而且和负载电流I o 的大小有关，设VDT s

为副边电流导通的时间，由于在一个开关周期内铁芯磁通增量和减少量相等，电流断续模式为能量完全转换模式。

22

W L L 1K i 2t on U in D 2===T 2T 2L 1f s ，

P DCM

适当减小原边电感或者减小频率可以使输出功率增大。当参数固定后，输出功率仅与占空比有关。

反激变换器工作在DCM 模式时：原边开关导通时，电源U i 加在耦合电感初级绕组上，副边绕组中的感应电压为U 2=-nUi 。

使二极管截止，负载电流由滤波电容提供。此时耦合电感次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感量为L1的电感，初级电流线性增加，增加率为：di p /dt=Ui /L1，

在t on 时达到最大：

I p max =I p min +

U i

D on T s L 1

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在 t=Ton 时，开关管断开，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，极性端为负，使存储在耦合电感中的能量通过二极管释放，一方面向电容充电一方面也向负载供电。此时只有耦合电感的次级工作，相当于一个电感，其电感量为L 2。次级电流is 从最大值I smax 线性下降。在t=Ts 时，电流i s 达到最小值I smin ，

I s min =I s max +

U o

(1−D on ) T s L 2

在此过程中，耦合电感铁芯去磁，其磁通φ也线性减小。

电流断续模式各器件的开关应力情况：开关管断开所承受的电压应力为Ui 和初级绕组中感应电动势之和。即：

U i 1

U ds =U i +U o =

n 1−D on

在输入电压一定时，开关管电压应力和占空比有关，故必须限制最大占空比的值。二极管承受电压等于输出电压U o 与输入电压U i 折算到次级电压之和。

初级电流应力为：

I p max =

U i n 21

I o +D on

n 11−D on 2L 1⋅f s

次级电流应力为：

I s max =

1n 1n U i

I p max =I o +1D on n 2n 22L 1⋅f s 1−D on

1.2 CCM 模式和DCM 模式工作情况比较

反激变换器在DCM 和CCM 模式时工作情况的比较：(1)耦合电感：DCM 模式比CCM 模式电感量小得多，耦合电感的体积要小得多；(2)次级整流二极管的工作环境：DCM 模式时在开关管再次开通前副边二极管电流已经下降到零，没有由二极管反向恢复引起的振铃现象和EMI 问题；(3)耦合电感的损耗：DCM 模式下电流峰值大，电流有效值大，因此线圈的铜损要大于CCM 模式。DCM 模式下，铁芯工作于第二类工作状态，电流峰值大，△B 较大；反激变换器完全工作于DCM 模式，由负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困难，因此DCM 一般用于负载变化小且小功率的场合。如果负载变化大则选择在CCM 模式。

2 有源箝位电路分析设计

由于现在的电源设计对高效率和低成本的追求，有源箝位反激变换器目前大受欢迎。传统双开关正激变换器难以满足新电源对效率的要求，单开关反激式有源箝位提供了一种替代传统双开关正激变换器的途径[5]。有源箝位电路的设计利用了电容在开关截止期间存储漏感能量这一原理[6]，然而，存储的能量不是以热的形式耗散，而是重复用于使漏极电压降到0，自然确保功率开关处于ZVS （零电压开关）工作方式。这有助于：（1）可把单开关反激式变换器延伸应用到功率超过150W 的场合，而无须为由RCD 箝位技术带来的开关损耗支付代价；（2）大大增加了开关工作效率，可选用较小尺寸的磁性元件。

图2所示为加入了有源箝位电路的反激式变换器。该电路把一个电容的一头接到由SW 组成的双向开关和二极管，另一头连接到滤波输出电源或参考地。其作用由MOSFET 来控制，该MOSFET 是采用N 或P 沟道取决于复位电路。

图2 反激式变换器的有源箝位电路

Fig. 2 active clamp circuits of fly-back converter

有源箝位反激式变换器功率开关闭合期间，电流线性上升，上升斜率取决于输入电压和漏电感元件与原边电感之和，即

S on =

V in

L p +L leak

L p L p +L leak

其中L leak 为漏感，该阶段，输入电压分成如下两个表达式：

V Lp =V in ，V leak =V in

L leak

L p +L leak

当峰值电流达到由反馈环产生的设置点，功率开关导通，磁化电流向滤波电容充电。漏极电压增加到达到箝位电容两端电压V clamp 与输入电压V in 之和，此时上部开关体二极管开始导通。值得注意的是，此时会有谐振过度现象，但是由于持续时间短，观察到的波形几乎是线性的。

箝位电容固定了电感L p +Lleak 两端的电压，两个电感起到了电压分压器的作用。电压分压值为：

V Lp =−V clamp

L p L p +L leak

当原边电压完全反响至副边二极管导通时，由于体二极管导通，受益于零电压工作条件，上部开关可以安全导通。漏电感和箝位电容产生谐振并出现正弦波形，谐振频率取决于漏电感与箝位电容（忽略滤波电容）。当谐振电流波形到达0，电流反向并流向另一方向。所以在某个时间漏电感电流达到负峰值。

滤波电容电压成为0的条件为：开关断开时存储在漏电感中的能量等于或超过存储在滤波电容的能量，利用这一关系，可以求得谐振时的漏电感值为：

L leak

V +V f ⎞⎛

C lump ⎜V in +out ⎟

N =2

I peak

上式中，开关断开时的峰值电流可用控制器在导通时间结束时的峰值电流来近似。实际上，假设有阻尼行为（欧姆损耗），最后的值与该值稍有不同。如果在上部开关断开期间电流值太低，滤波电容电压不能适当地放电到零。峰值电流定义为：

I peak ≈I L , avg

ΔI Lp

⎛1N

+=P out ⎜+2⎝ηV in V out ⎞V in D

⎟+L F 2p sw ⎠

由于漏电感已由定义给出，可以计算箝位电容值。该电容值与高输入电压下的截止持续时间有关，而谐振周期的一半始终大于最大截止持续时间。否则，在谐振波形的负峰不再对应于上部开关断开时间，得到箝位电容值的表达式为：

C clamp

(1−D min ) 2

=

F sw 2π2L leak

3 仿真与实验分析

3.1 仿真分析

在MATLAB 仿真实验中，我们选取主开关管占空比为30%的情况，输入电压为12V ，采用有源箝位的反击变换器设计，箝位电容采用3uf 电容，主开关管电压应力仿真波形如图3所示：

U d s (V )

U d s (V )

00.020.04

t(S)

0.060.080.1

t(S)

U d s (V )

U d s (V )

t(S)

图3 主开关管电压应力仿真波形

Fig. 3 simulation waveform of main switch voltage stress

t(S)

由仿真波形可以明显的看到，主开关管DS 电压应力波形受到死区时间的影响，由于死区的存在，主开关管DS 电压波形在上升沿有电压尖峰的存在，下降沿波形很好。箝位电容电压仿真波形如图4所示：

U c (V )

t(S)

图4 箝位电容电压仿真波形

Fig. 4 clamping capacitor simulation waveform voltage

3.2 实验分析

通过SIMULINK 仿真，我们选取了合适的箝位电容参数，实验得到了主开关管和箝位开关管的电压应力波形，以及副边二极管电压波形和箝位电容电压波形（示波器探头为10倍关系），如图5所示：

主开关管DS 电压应力波形 箝位开关管DS 电压应力波形

箝位电容电压波形 副边二极管电压波形

图5 30%主开关管占空比实验波形

Fig. 5 30% duty ratio on main switch experimental waveforms

通过实验比较分析，如图5所示，与仿真情况一致，主开关管DS 电压应力波形受到死区时间的影响，由于死区的存在，主开关管DS 电压波形在上升沿有电压尖峰的存在，相应的副边二极管电压波形也有尖峰的存在。箝位电容的电压波形也与仿真波形相一致。

4 小结

本文分析了反击变换器的工作原理，对不同的工作模式进行了比较分析，对有源箝位反激变换器电路进行了分析设计和参数选取，并用MATLAB 仿真以及实验验证了有源箝位电路的有效作用，对死区对电压波形的影响提出了分析。由理论分析及仿真和实验结果可知，反激式有源箝位电路结构简洁易于实现，可以有效地提高拓扑的效率，并且对开关管电压有理想的箝位效果。 [参考文献] (References)

[1] Jiang Xinxin, Jin Yonggao; Chen Ying. Design of the fly-back DC-DC converter based on the MOS

branch-current technique [J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2000, Vol 36: p 3421-3. [2] 徐德鸿．电力电子系统建模[M].北京: 机械工业出版社，2005.

[3] 林晓伟．单端反激开关电源原理与设计[J].电子工程师，2007，33(5),33-35;

[4] 胡江毅．反激变换器的应用研究[D].南京：南京航空航天大学自动化学院，2003. [5] 王海．单端反激式开关电源的分析与设计[J].电讯技术，1988，28 (6),13-16;

[6] 严伟加，谢运祥．有源箝位正反激变换器的小信号建模与分析[J].通信电源技术. 2008(5), Vol.42, 34-36;