!1移相全桥(重点)

成都航空职业技术学院学报Journal of Chengdu Aeronautic Vocational &Technical College

2005年6月第2期(总第63期) Vol. 21No. 2(Serial No. 63) 2005

新型移相全桥ZVS -PWM 变换器设计

梁　颖1　游　磊2　饶蜀华3

(11成都航空职业技术学院　　四川　成都　610021; 21四川大学计算机学院　　四川　成都　610051;

31成都航空职业技术学院　　四川　成都　610021)

　　摘　要:本文介绍了一种新型的高频DC/DC 开关功率变换器的主电路拓扑结构及其相关元

件参数的计算, 并给出了主要仿真波形。该变换器增添了辅助谐振网络, 在较大的负载范围内实现了开关器件的零电压软开关(ZVS ) 。

关键词:DC/DC 变换器　零电压软开关(ZVS ) 　辅助谐振网络　仿真　　中图分类号:TM938147　　文献标识码:A -(57-04　　一、引言

, 具有谐振软开关和PWM ZVS -PWM 变换器得到了广泛的应用。这种变换器大大减少了功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰, 降低了损耗, 开关频率明显提高。但是它仍然存在占空比丢失严重、环路导通损耗大等缺点。为此, 在移相全桥ZVS -PWM 变换器的基础上增添辅助谐振网络, 使其能顺利实现全桥变换器滞后臂的零电压开关, 为降低附加谐振电感量、减少副边占空比的丢失开辟了新天地。

二、滞后臂增添辅助谐振网络的移相全桥ZVS -PWM 变换器主电路原理

图(1) 　主电路原理图

, 顺利实现ZVS 。

滞后臂并联辅助谐振网络后的变换器主电路原

理图如图(1) 所示。谐振网络包括电感L a 和电容C a 1、C a 2以及二极管D a 1

、D a 2。该辅助谐振网络不干扰主功率变换, 不受负载电流大小影响, 其原理是:当滞后臂下管M4关断时, 辅助电感电流与原边电流同时流入M2与M4之间的节电, 而滞后臂上管M2关断时又同时流出该节点。即两种电流同时对并联电容放电, 能在各种负载电流, 特别是轻载或空载下, 也能在M2或M4开通之前, 抽完

　　收稿日期:2005-02-25

　　三、主要参数设计

该参数设计方法适用于各种大功率高频开关电源的参数设计, 在此以功率为1000W 的电源为例。设计要求:输入电源电压:直流310V (±10%) ; 输出1000W (48V , 20A ) 。

1、主功率变压器参数设计

1000W 全桥软开关电源采用PQ50/50磁芯;

采用了高频开关特性良好的MOSFET 功率管, 所以选取开关频率为100KHz 。

作者简介:梁颖(1974-) , 女, 江西南康人, 在读工学硕士, 研究方向:电力电子学; 游磊(1974-) , 男, 四川成都人, 在读工学硕士, 研究方向:计算机科学技术。

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A ) 功率容量估算:PQ50/50铁氧体磁芯的有峰; B max :磁路磁通密度最大值; k c :绕组在铁心中的填充系数; d c :电感绕组导体电流密度。这

μH , I max 取最大输出电流20A , 4max 里, L 取4513

取最大电流加上电感最大纹波峰峰值△4的一半即22A , B max 取013T , d c 取3A/mm 2, k c 取014, 则

A e A w ≥5. 54×10-8

效中心柱截面积A e =311416cm 2, 它的磁芯窗口面积为A Q =4118cm 2, 因此PQ 50/50的功率容量乘积为:A p =A e ×A Q =13. 2, 而1000W 、100KHz 开关电源的设计功率容量为:A ’p =

×106

δK m K c =5. 562ηf B m

(m 4) 。根据厂家提供的手

册, 选EE55B , 其铁心截面积为3157cm 2, 窗口面积为3169cm 2, 铁心窗口面积为1132×10-7m 4, 可以满足要求。

c 1计算绕组匝数:N L =(匝) , 取9。

1(10-×l 6

可见它明显小于功率容量乘积, 所以采用PQ50/50铁氧体磁芯是合理的。

B ) 计算原边绕组匝数:N S =N p ×

×10

=27. 15匝, 取原边绕组匝数28匝。

V f B m A e

=8. 85

B m ax ・A e

H/m )

C ) 计算原边绕组匝数:N S =N p V IN MA X

V O P , 1, 数值相加之和; V O ; =2, 的直流压降; , 假设为V L =0. 2V , 并设整流器输出端的占空比为018, 因此

l 应为2倍的铁心间距, 因此铁心间距取0185mm 。根据电感电流和电流密度, 可计算导体截面积:A CL =

=7133(m m 2)

最大整流输出电压脉动值为:

V O P =V IN MA X

=67. 75V 　N S =N P ×

0. 8

, 由△4

于已知电感电流最大纹波值, 可以假设电感电流最

B ) 滤波电容C f 的确定:Xc 大纹波有效值为△4/2=114A , 而输出电压最大纹波有效值为输出电压下限的015%, 即△U =0125V , 所以Xc ≈016Ω。

=5. 56匝, 取整数为6匝。

D ) 初级绕组的电感量:L 1:L 1=・R L ,

2u 20T

其中Ton :导通时间; V i :输入直流电压; V o :输出直流电压; T :开关工作周期; R L :负载等效电

阻。这里, L 1≈125μH , L 2≈6μH 。

2、输出滤波电路的设计A ) 滤波电感的设计a 1滤波电感Lf 的计算

L f =

, 其中U om :输入电压最高, 占空4f △4

△4

3、附加谐振电感L r 的设计

I P =

=1.

63A , L r =

2≈18. 67μH , 取25μH 。2

1/2I P

4、辅助谐振网络的设计

A ) 确定参数A g

2-IN MA X V IN MA X

比为015时的输出电压值; △4:允许的电感电流

最大纹波峰峰值。这里, U om 取73V , f 取100KHz , △4:取最大输出电流的20%, 即4A ,

　A g ==0198

B ) K 值的确定

需要先算出t 1g (它是V c 4从0升高到V IN =310V 的时间, 为了减小关断损耗, 一般取t 1g =

(2～3)

t f , t f 是开关管的关断时间值。取t 1g =

-1

则L f =45. 3(μH )

b 1计算电感铁心:A e A w

・4, 其

B m ax k c d c

170ns 。开关周期t s =10us 。则有:

K =0. 9≈2216

πt 1g

中A e :铁心磁

路截面积; A w :铁心窗口面积; I max :电感电流最大有效值; 4max :电感电流最大

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C ) I ag 的取值为:I ag =

×T π×n L f K

=0. 09A

C L A G =40%×C L EA D =997p F

D ) 对L a 可近似认为V C 4升高时L f 电流保持

恒定:L a ≤n 2×L f =552. 25μH

E ) 计算L a :取I ag =011A :L a =

πI ag K

=480μH

F ) 确定辅助谐振网络的特征阻抗Z 2:

Z 2=

=3464ΩC a

由于所选开关管自带电容, 所以取并联电容为560p F 。辅助谐振电容量一般比滞后臂管并联电容大700～800pf , 所以, C a 1=C a 2=1470PF 。

I ) 超前臂的死区时间选取:t d (L EA D ) MA X =(1-δ×T s /2=1. 0μs S MA X )

J ) 实现零电压开关的电小负载电流值:

I O G ) 超前桥臂并联电容器计算

≈2. 3A ; L =L r +n 2L f 。πL

四、对设计的仿真验证

取开关管关断时的并联电容器电压上升时间为:t r (CE ) =3t f =170ns , 超前臂关断时原边电流值I P (O FF ) =10A 则C 1=C 3=C L EA D ==2492p F

2V IN MA X 560p F 。

H ) 滞后臂联电容器计算, C 2=C 4=

仿真实验证明并联谐振网络的软开关电源性能、。由图(4) 和图5) , 前

3) 可以看出增加, 这对软开关电源的性能改进有重大使用价值, 但这种方法只能使占空比丢失尽量减小, 而不能完全消除

。

图(2) 　仿真电路图

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新型移相全桥ZVS -PWM

变换器设计

　　参考文献:

[1]刘胜利. 现代高频开关电源实用技术[M ].北京:电子工业出版社, 2001.

[2]张占松. 高频开关稳压电源[M ].广州:

关的移相控制桥式变换器[D ].南京航空航天大学工学博士学位论文, 1996. 77-96.

[4]阮新波. ZVS -ZCS 全桥变换器DC/DC PWM 软开关技术[C ].全国电源技术年会论文

广东科技出版社, 1993.

[3]阮新波. 采用辅助谐振网络实现零电压开

集. 1997, 10. 141-1451

(责任编辑　张勇)

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