毫米波四位数字移相器设计
张大炜，延波，徐锐敏
电子科技大学电子工程学院，成都（610054）
E-mail ：
摘 要：本文以Ka 波段数字移相器为例，经过分析和试验研究，采用加载线和反射型移相方式，并利用PIN 二极管作为开关元件，实现了在毫米波频率（33.9GHz ～34.5GHz ）工作的四位数字移相器。此移相器具有低插入损耗，低相位误差以及电压驻波小等特点。 关键词：毫米波，数字移相器，加载线，3dB 支线耦合器
1. 引言
毫米波介于微波与红外激光之间[1]，一般指的是波长介于 1~10mm 的一段电磁波频谱，其相应的频率范围为 30~300GHz。本文设计的移相器位于Ka 波段。Ka 波段就是指频率范围在26.5－40GHz 的电磁波。
移相器在移动通信、电子战、相控阵和智能天线中得到了广泛的应用[1]。在微波频率，设计数字式移相器有三种不同的方法。一种方法是用铁磁性材料的特性以获得可变换的相移。第二种设计数字移相器的主要手段是利用半导体器件。根据所用的半导体器件的不同，又可以分为PIN 二极管移相器和FET 场效应管移相器。最后一种方法是利用新兴技术微电子机械实现的MEMS 移相器。
负载线移相器、反射式移相器、常用的半导体数字移相器电路有五种[4] [2]:开关线移相器、
谢夫曼(schifman)移相器(3)和平衡式移相器。开关线移相器是利用移相线和参考线的电长度的不同实现相移。负载线移相器是利用其并联支节的开路接地和短路接地的不同来实现。加载线型移相器的工作带宽窄，因此这种移相器多用在较小的相移量情况。反射式移相器是在微波传输线的终端接有可变反射系数的元件构成的。在微带式移相器中，分隔输入信号和输出信号的网络多采用分支电桥或定向耦合器。谢夫曼移相器是利用谢夫曼观察到的耦合线的相移响应具有色散特性这一特点研制的宽带移相器. 平衡式移相器是利用路径完全相同的两条通道. 而且两只PIN 开关总是一只通、一只断，使两种相移状态保持相等损耗，因而从原理上讲不产生寄生调幅。
2. 电路原理
图1是一个微带线加载线移相器[3]。主传输线电长度为θ，特性导纳为Y 1。在它两端用并联分支微带和PIN 开关进行加载，分支微带的电长度为θ2，特性导纳为Y 2。当PIN 管处于正偏置状态时，主线两端并联导纳是jB +；反偏置时并联导纳是jB −。在这两种情况下移相器分别等效为不同电长度φ+和φ−的传输线，传输线特性导纳为Y 。参见图1（b ）和（c ）。移相器的相移量就是∆φ=φ+−φ−。
(a)微带线结构 (b)加载电纳 (c)等效传输线
图1 加载线移相器
开关线型移相器[4]是基于延迟线电路理论的，电路基本原理示意图如图2所示，其中一种是开关串联配置形式，另一种为开关并联配置形式，L1和L2是两条不同长度的微带线或任意微波传输线。在开关串联配置电路中（图2（a ）），当开关S11和S12闭合，S21和S22断开时，微波信号通过传输路径L1传输；当开关状态相反，S11和S12断开，S21和S22闭合时，信号通过传输路径L2传输。由于信号传输路径的不同，两种开关状态之间的转换使微波信号通过不同的传输路径而实现相位移为∆φ=β(L 2−L 1) ，β为传输线的传播常数。
L1
(a)(a)开关串联配置 (b)开关并联配置
图2 开关线移相器电路示意图
图3 分支线电桥移相器
图3是分支电桥反射型移相器的原理图。在分支电桥3、4端口各接两只开关V 1和V 2。当两只开关的反射系数相同时(Γ=Γe ) ，反射功率在1端口相抵消，在2端口叠加输出，
j φ
开关反射系数相位的变化就是输出信号相位的变化。由于实际上开关并非理想开关，在导通和截止两种状态时的电抗值也不相等，此外，还希望这种分支线移相器能提供其他相移量。因此实际的电路中在3、4端口同时加载开关和电抗网络。
假设在加载开关和电抗网络后，在分支电桥3、4端口呈现的归一化电纳是jB ±(jB ±表示正、反两种状态的电纳值) ，则相应两种状态的反射系数是：
21−jB ±1−B ±−2jB ±==21+jB ±1+B ±Γ±=Γ±e
由上式得 j φ± （2.1）
φ±=arctg
相移量就是 2B ± （2.2） 2−1B ±
∆φ=φ−−φ+ （2.3）
在设计移相器时，∆φ是给定的指标，它决定了对B +、B −的要求。把公式(2.2)、(2.3)进行化简，得到：
∆φ=2arctg B +−B − （2.4） 1+B +B −
例如，当∆φ为45o 、90o 、180o 时，要求B +和B −必须分别满足下述关系式：
B +−B −=0.414 （∆φ=45o ） （2.5） 1+B +B −
B +−B −=1 （∆φ=90o ） （2.6） 1+B +B −
B +B −=−1 （∆φ=180o ） （2.7）
以上对B +、B −要求的实现，需要根据所用开关元件的实际参数，选择合适的电抗网络拓扑，再用计算机对电抗网络进行优化设计。
3. 移相器的设计
3.1 射频电路形式
微带是最常用的微波毫米波传输媒介, 它具有很多优点, 例如费用低, 体积小, 重量轻, 没有苛刻的加工要求, 没有截至频率, 易于有源器件集成化, 可采用光刻方法制作电路, 具有良好的可重复性和再制作性。工作可靠性高, 易于批量生产以及与单片电路具有兼容性等。微带线的不足在于损耗较大, 功率容量较低。考虑到电路性能的各方面要求, 要使其在达到性能指标要求的前提下, 体积尺寸尽量的小, 重量尽量轻, 成本也要降低, 所以微带电路形式是最好的选择。二极管数字移相器的缺点是损耗大。另外由于 PIN 二极管参数在电路中起着非常关键的作用, 又由于其参数的不确定性, 所以在设计中, 电路原理图中的 PIN 二极管都是当作理想开关, 由于实际使用中的二极管的导通和截至状态下, 并不是理想开关, 所以在用软件设计的过程中, 采用了二极管等效电路, 而在电路的调试过程中, 就具体的电路进行微调, 使之达到预期的目标。
3.2 各类型移相器的比较
由于相控阵雷达已经进入实用阶段，故二极管移相器也日趋成熟。综合移相器的几种类型[5] [6] [7]，从相移和驻波特性、衰减、电路结构的复杂程度，以及应用二极管数量的多少这几个方面来考虑。开关线移相器，小移相位（22.5°和 45°位）的尺寸可以做的很小，在 8％的带宽内，其相移的变化量不大，而对于大移相位，且对相位变化要求较高的场合，显然已经不能满足要求。加上其每位都需要四个二极管，所以不是很经济。另外，其损耗比加载线型也大的多。加载线移相器通常用于小移相位。因为用于小移相位时，其性能指标较好，衰减小，峰值功率容量大，驻波也低。但是由于市售的二极管参数限制，在电路中常常需要进行阻抗变换，所以会使电路的损耗增大。目前相控阵的四位移相器中，往往用它作 22.5°、45°位移相器。当相移量再增大时，必须将几个小移相位连起来，但这样电路较复杂，二极管用量多，也并不是很经济。反射型移相器，它的二极管用量要比开关线型的少一倍。其插入损耗随着移相位的增大而增加。高通－低通型移相器适用于频率较低的场合，优点是频带宽，体积小。对于具体的四位移相器，所有的移相位都采用相同的形式，还是采用混合形式，要视具体的要求而定。
本文设计的移相器频段位于Ka 频段，中心频率是34.2GHz 。由于频率比较高，无论是设计的难度，还是加工的精度都要求很高。国外有很多文献报道包括MMIC MEMS 和混合集成等形式，我们采用了混合集成技术。移相器的结构多种多样，常用的有开关式、加载线式、分支电桥式等。这几种结构各有优缺点，开关式移相器的优点是原理简单，结构上易实现，插损与相移大小无关；缺点是传输线长度达到某个频率的半波长时，将产生谐振现象，从而增大插损。加载线移相器的相移量和驻波比随频率而变化，因此工作频带较窄。在相移误差和输入驻波比要求相同的情况下，移相的度数越小，相对带宽越宽，因此加载线型移相器都用在较小的相移量情况。分支电桥式的特点是管子少，传输损耗低，输入、输出相对易实现宽带匹配，适于大相移情况。对于分支线式移相器的缺点是两端口的失配会引起相移变化。在电路方面，结合指标要求，本文在 22.5°和 45°采用加载线型移相器，在 90°和 180°采用 3dB 电桥式移相器，这不仅在前期的设计中和在加工时会相对简单，而且后期的调试也相对容易。由于输入输出均需匹配到50Ω，为了减小损耗，在电路结构中应尽量避免阻抗变换，而且为了使 3dB 电桥的设计更加符合要求, 于是在设计中主传输线均采用均匀 71Ω微带线。根据前面四种移相形式的比较，在 22.5°和 45°都采用加载线的形式。拓扑模型如图 4 所示。90°和180°移相位的拓扑模型如图 5 所示。
图4 22.5度和45度移相位的拓扑模型 图5 90度和180度移相位的拓扑模型
3.3 四位移相器的实现
根据上节确定的四位数字移相器的设计方案，把各个单元级联起来，得到如图6 所示的毫米波四位数字移相器电路版图。如图 6 所示，为了利用腔体空间，特意把 90 度相移位和 180 度相移位分置两边。由于设计和优化时是每一位单独设计的，所以各个单元移相位级联起来以后，可能会使相位误差、插入损耗、以及驻波比等指标恶化，实际电路中要完全消除这种影响是不太可能的，只能尽量减小这种影响，最根本的方法是各移相位单独设计时尽量减小输入和输出端的驻波比。射频电路基片是 Duroid5880，介电常数εr = 2.22，基片厚度是 0.254mm；驱动电路基片是 FR-4，基片厚度是 1mm；各相移位所用二极管是 DSG6474-000，它的反偏电容是0.02pF ，正偏电阻是4欧姆，其封装形式是梁式引线，正偏和反偏时的等效电路分别用0.02 pF的电容和4欧姆的电阻等效。
图6 Ka波段四位数字移相器电路版图
3.4 四位移相器的测试的测试及结果分析
（1）开启直流电源和所有测试仪器，预热半小时。直流供电：±5V，就是在测试加电前应将直流电压置为±5V。所有输出开关的直流电源置为“输出开”的状态。
（2）将矢量网络分析仪 E8363B 一端口输出功率设为 0dBm，在频率 33.5－35GHz 的范围内进行校准。与被测毫米波四位数字移相器按图 7 连接。保证所有必须的接地线连接良好。
（3）将调整好的±5V 直流及 TTL 电平输出对应的连接线直接接在毫米波四位数字移相器上。
（4）开启矢量网络分析仪射频输出，在 33.9GHz、34.2GHz 和 34.5GHz 开路状态下测出此时的驻波比和插入损耗，然后对此状态下的插入损耗和相位归一化为0，通过对不同相位的短路在 33.9GHz、34.2GHz 和 34.5GHz 测出 15 种状态的相移（∆P ）、插入损耗变化（∆L ）和回波。
图7 毫米波四位数字移相器的测试框图
由下表所示所有相移位在中心频率点 34.2GHz 处的测试结果可知：插入损耗的最大值是-10.71dB （发生在 180 度相移位），小于指标要求的-12dB ；输入端回波损耗的最大值是-14.84 dB（发生在-45 度相移位）, 输出端回波损耗的最大值是－12.89 dB（发生在-135 度相移位）, 显然，端口驻波比均满足指标要求；最大相位误差是 3 度（发生在-157.5 度和-135度相移位）, 因此相位误差也优于指标要求的 5度。所以，本文设计的毫米波四位数字移相器完全达到了设计指标要求。
4. 结论
本文设计制作出的Ka 波段四位数字移相器，在34.2GHz±300MHz频率范围内，所有相移位（16个）的插入损耗都小于10.71dB ，输入端和输出端的回波损耗也都大于-14.84 dB。另外，所有相移位在中心频率34.2GHz 处的相位误差都小于±3.0度，最小仅有0.15度，所有指标均优于设计要求。移相器的应用十分广泛，因此开发各种频率、各种结构的移相器有非常广阔的前景。
参考文献
[1]言华. 微波固态电路. 北京理工大学出版社，1995
[2]顾其诤等. 微波集成电路设计. 人民邮电出版社，1978年5月
[3]顾墨林等. 微波固态电路设计. 电子工业部第十四研究所
[4]微带电路，清化大学微带电路编写组
[5] Shiban Keul and Barathi Bhat, microwave and millimeter wave phaseshifters, Artech House ,MA,1991
[6] Harry A. Atwater, “Circuit design of the loaded-line phase shifter,” IEEETrans. Microwave Theory Tech., vol. 33, pp. 626–634, July. 1985
[7] A. J. Slobodnik, Jr., R. T. Webster, and G. A. Roberts, “A monolithicGaAs 36GHz four-bit phase shifter,” Microwave J.,pp. 106-111,June1993
A Millimeter-Wave 4-bit Digital Phase Shifter
Zhang Dawei, Yan Bo, Xu Ruimin
Department of Microwave Engineering, College of Electronic Engineering, UESTC,
Chengdu (610054)
Abstract
This paper presents a Ka-band digital phase shifter.After analysis and experimental study,using loaded-line-type and reflection-type phase shifters, and applying he PIN diode to the switch element,We have realized a 4-bit digital phase shifter which working in the millimeter wave frequency.This phase shifter has low insertion loss,low phase error,small voltage standing wave and other advantages.
Keywords: millimeter, digital phase shifter, loaded-line, 3dB branch-line coupler
毫米波四位数字移相器设计
张大炜，延波，徐锐敏
电子科技大学电子工程学院，成都（610054）
E-mail ：
摘 要：本文以Ka 波段数字移相器为例，经过分析和试验研究，采用加载线和反射型移相方式，并利用PIN 二极管作为开关元件，实现了在毫米波频率（33.9GHz ～34.5GHz ）工作的四位数字移相器。此移相器具有低插入损耗，低相位误差以及电压驻波小等特点。 关键词：毫米波，数字移相器，加载线，3dB 支线耦合器
1. 引言
毫米波介于微波与红外激光之间[1]，一般指的是波长介于 1~10mm 的一段电磁波频谱，其相应的频率范围为 30~300GHz。本文设计的移相器位于Ka 波段。Ka 波段就是指频率范围在26.5－40GHz 的电磁波。
移相器在移动通信、电子战、相控阵和智能天线中得到了广泛的应用[1]。在微波频率，设计数字式移相器有三种不同的方法。一种方法是用铁磁性材料的特性以获得可变换的相移。第二种设计数字移相器的主要手段是利用半导体器件。根据所用的半导体器件的不同，又可以分为PIN 二极管移相器和FET 场效应管移相器。最后一种方法是利用新兴技术微电子机械实现的MEMS 移相器。
负载线移相器、反射式移相器、常用的半导体数字移相器电路有五种[4] [2]:开关线移相器、
谢夫曼(schifman)移相器(3)和平衡式移相器。开关线移相器是利用移相线和参考线的电长度的不同实现相移。负载线移相器是利用其并联支节的开路接地和短路接地的不同来实现。加载线型移相器的工作带宽窄，因此这种移相器多用在较小的相移量情况。反射式移相器是在微波传输线的终端接有可变反射系数的元件构成的。在微带式移相器中，分隔输入信号和输出信号的网络多采用分支电桥或定向耦合器。谢夫曼移相器是利用谢夫曼观察到的耦合线的相移响应具有色散特性这一特点研制的宽带移相器. 平衡式移相器是利用路径完全相同的两条通道. 而且两只PIN 开关总是一只通、一只断，使两种相移状态保持相等损耗，因而从原理上讲不产生寄生调幅。
2. 电路原理
图1是一个微带线加载线移相器[3]。主传输线电长度为θ，特性导纳为Y 1。在它两端用并联分支微带和PIN 开关进行加载，分支微带的电长度为θ2，特性导纳为Y 2。当PIN 管处于正偏置状态时，主线两端并联导纳是jB +；反偏置时并联导纳是jB −。在这两种情况下移相器分别等效为不同电长度φ+和φ−的传输线，传输线特性导纳为Y 。参见图1（b ）和（c ）。移相器的相移量就是∆φ=φ+−φ−。
(a)微带线结构 (b)加载电纳 (c)等效传输线
图1 加载线移相器
开关线型移相器[4]是基于延迟线电路理论的，电路基本原理示意图如图2所示，其中一种是开关串联配置形式，另一种为开关并联配置形式，L1和L2是两条不同长度的微带线或任意微波传输线。在开关串联配置电路中（图2（a ）），当开关S11和S12闭合，S21和S22断开时，微波信号通过传输路径L1传输；当开关状态相反，S11和S12断开，S21和S22闭合时，信号通过传输路径L2传输。由于信号传输路径的不同，两种开关状态之间的转换使微波信号通过不同的传输路径而实现相位移为∆φ=β(L 2−L 1) ，β为传输线的传播常数。
L1
(a)(a)开关串联配置 (b)开关并联配置
图2 开关线移相器电路示意图
图3 分支线电桥移相器
图3是分支电桥反射型移相器的原理图。在分支电桥3、4端口各接两只开关V 1和V 2。当两只开关的反射系数相同时(Γ=Γe ) ，反射功率在1端口相抵消，在2端口叠加输出，
j φ
开关反射系数相位的变化就是输出信号相位的变化。由于实际上开关并非理想开关，在导通和截止两种状态时的电抗值也不相等，此外，还希望这种分支线移相器能提供其他相移量。因此实际的电路中在3、4端口同时加载开关和电抗网络。
假设在加载开关和电抗网络后，在分支电桥3、4端口呈现的归一化电纳是jB ±(jB ±表示正、反两种状态的电纳值) ，则相应两种状态的反射系数是：
21−jB ±1−B ±−2jB ±==21+jB ±1+B ±Γ±=Γ±e
由上式得 j φ± （2.1）
φ±=arctg
相移量就是 2B ± （2.2） 2−1B ±
∆φ=φ−−φ+ （2.3）
在设计移相器时，∆φ是给定的指标，它决定了对B +、B −的要求。把公式(2.2)、(2.3)进行化简，得到：
∆φ=2arctg B +−B − （2.4） 1+B +B −
例如，当∆φ为45o 、90o 、180o 时，要求B +和B −必须分别满足下述关系式：
B +−B −=0.414 （∆φ=45o ） （2.5） 1+B +B −
B +−B −=1 （∆φ=90o ） （2.6） 1+B +B −
B +B −=−1 （∆φ=180o ） （2.7）
以上对B +、B −要求的实现，需要根据所用开关元件的实际参数，选择合适的电抗网络拓扑，再用计算机对电抗网络进行优化设计。
3. 移相器的设计
3.1 射频电路形式
微带是最常用的微波毫米波传输媒介, 它具有很多优点, 例如费用低, 体积小, 重量轻, 没有苛刻的加工要求, 没有截至频率, 易于有源器件集成化, 可采用光刻方法制作电路, 具有良好的可重复性和再制作性。工作可靠性高, 易于批量生产以及与单片电路具有兼容性等。微带线的不足在于损耗较大, 功率容量较低。考虑到电路性能的各方面要求, 要使其在达到性能指标要求的前提下, 体积尺寸尽量的小, 重量尽量轻, 成本也要降低, 所以微带电路形式是最好的选择。二极管数字移相器的缺点是损耗大。另外由于 PIN 二极管参数在电路中起着非常关键的作用, 又由于其参数的不确定性, 所以在设计中, 电路原理图中的 PIN 二极管都是当作理想开关, 由于实际使用中的二极管的导通和截至状态下, 并不是理想开关, 所以在用软件设计的过程中, 采用了二极管等效电路, 而在电路的调试过程中, 就具体的电路进行微调, 使之达到预期的目标。
3.2 各类型移相器的比较
由于相控阵雷达已经进入实用阶段，故二极管移相器也日趋成熟。综合移相器的几种类型[5] [6] [7]，从相移和驻波特性、衰减、电路结构的复杂程度，以及应用二极管数量的多少这几个方面来考虑。开关线移相器，小移相位（22.5°和 45°位）的尺寸可以做的很小，在 8％的带宽内，其相移的变化量不大，而对于大移相位，且对相位变化要求较高的场合，显然已经不能满足要求。加上其每位都需要四个二极管，所以不是很经济。另外，其损耗比加载线型也大的多。加载线移相器通常用于小移相位。因为用于小移相位时，其性能指标较好，衰减小，峰值功率容量大，驻波也低。但是由于市售的二极管参数限制，在电路中常常需要进行阻抗变换，所以会使电路的损耗增大。目前相控阵的四位移相器中，往往用它作 22.5°、45°位移相器。当相移量再增大时，必须将几个小移相位连起来，但这样电路较复杂，二极管用量多，也并不是很经济。反射型移相器，它的二极管用量要比开关线型的少一倍。其插入损耗随着移相位的增大而增加。高通－低通型移相器适用于频率较低的场合，优点是频带宽，体积小。对于具体的四位移相器，所有的移相位都采用相同的形式，还是采用混合形式，要视具体的要求而定。
本文设计的移相器频段位于Ka 频段，中心频率是34.2GHz 。由于频率比较高，无论是设计的难度，还是加工的精度都要求很高。国外有很多文献报道包括MMIC MEMS 和混合集成等形式，我们采用了混合集成技术。移相器的结构多种多样，常用的有开关式、加载线式、分支电桥式等。这几种结构各有优缺点，开关式移相器的优点是原理简单，结构上易实现，插损与相移大小无关；缺点是传输线长度达到某个频率的半波长时，将产生谐振现象，从而增大插损。加载线移相器的相移量和驻波比随频率而变化，因此工作频带较窄。在相移误差和输入驻波比要求相同的情况下，移相的度数越小，相对带宽越宽，因此加载线型移相器都用在较小的相移量情况。分支电桥式的特点是管子少，传输损耗低，输入、输出相对易实现宽带匹配，适于大相移情况。对于分支线式移相器的缺点是两端口的失配会引起相移变化。在电路方面，结合指标要求，本文在 22.5°和 45°采用加载线型移相器，在 90°和 180°采用 3dB 电桥式移相器，这不仅在前期的设计中和在加工时会相对简单，而且后期的调试也相对容易。由于输入输出均需匹配到50Ω，为了减小损耗，在电路结构中应尽量避免阻抗变换，而且为了使 3dB 电桥的设计更加符合要求, 于是在设计中主传输线均采用均匀 71Ω微带线。根据前面四种移相形式的比较，在 22.5°和 45°都采用加载线的形式。拓扑模型如图 4 所示。90°和180°移相位的拓扑模型如图 5 所示。
图4 22.5度和45度移相位的拓扑模型 图5 90度和180度移相位的拓扑模型
3.3 四位移相器的实现
根据上节确定的四位数字移相器的设计方案，把各个单元级联起来，得到如图6 所示的毫米波四位数字移相器电路版图。如图 6 所示，为了利用腔体空间，特意把 90 度相移位和 180 度相移位分置两边。由于设计和优化时是每一位单独设计的，所以各个单元移相位级联起来以后，可能会使相位误差、插入损耗、以及驻波比等指标恶化，实际电路中要完全消除这种影响是不太可能的，只能尽量减小这种影响，最根本的方法是各移相位单独设计时尽量减小输入和输出端的驻波比。射频电路基片是 Duroid5880，介电常数εr = 2.22，基片厚度是 0.254mm；驱动电路基片是 FR-4，基片厚度是 1mm；各相移位所用二极管是 DSG6474-000，它的反偏电容是0.02pF ，正偏电阻是4欧姆，其封装形式是梁式引线，正偏和反偏时的等效电路分别用0.02 pF的电容和4欧姆的电阻等效。
图6 Ka波段四位数字移相器电路版图
3.4 四位移相器的测试的测试及结果分析
（1）开启直流电源和所有测试仪器，预热半小时。直流供电：±5V，就是在测试加电前应将直流电压置为±5V。所有输出开关的直流电源置为“输出开”的状态。
（2）将矢量网络分析仪 E8363B 一端口输出功率设为 0dBm，在频率 33.5－35GHz 的范围内进行校准。与被测毫米波四位数字移相器按图 7 连接。保证所有必须的接地线连接良好。
（3）将调整好的±5V 直流及 TTL 电平输出对应的连接线直接接在毫米波四位数字移相器上。
（4）开启矢量网络分析仪射频输出，在 33.9GHz、34.2GHz 和 34.5GHz 开路状态下测出此时的驻波比和插入损耗，然后对此状态下的插入损耗和相位归一化为0，通过对不同相位的短路在 33.9GHz、34.2GHz 和 34.5GHz 测出 15 种状态的相移（∆P ）、插入损耗变化（∆L ）和回波。
图7 毫米波四位数字移相器的测试框图
由下表所示所有相移位在中心频率点 34.2GHz 处的测试结果可知：插入损耗的最大值是-10.71dB （发生在 180 度相移位），小于指标要求的-12dB ；输入端回波损耗的最大值是-14.84 dB（发生在-45 度相移位）, 输出端回波损耗的最大值是－12.89 dB（发生在-135 度相移位）, 显然，端口驻波比均满足指标要求；最大相位误差是 3 度（发生在-157.5 度和-135度相移位）, 因此相位误差也优于指标要求的 5度。所以，本文设计的毫米波四位数字移相器完全达到了设计指标要求。
4. 结论
本文设计制作出的Ka 波段四位数字移相器，在34.2GHz±300MHz频率范围内，所有相移位（16个）的插入损耗都小于10.71dB ，输入端和输出端的回波损耗也都大于-14.84 dB。另外，所有相移位在中心频率34.2GHz 处的相位误差都小于±3.0度，最小仅有0.15度，所有指标均优于设计要求。移相器的应用十分广泛，因此开发各种频率、各种结构的移相器有非常广阔的前景。
参考文献
[1]言华. 微波固态电路. 北京理工大学出版社，1995
[2]顾其诤等. 微波集成电路设计. 人民邮电出版社，1978年5月
[3]顾墨林等. 微波固态电路设计. 电子工业部第十四研究所
[4]微带电路，清化大学微带电路编写组
[5] Shiban Keul and Barathi Bhat, microwave and millimeter wave phaseshifters, Artech House ,MA,1991
[6] Harry A. Atwater, “Circuit design of the loaded-line phase shifter,” IEEETrans. Microwave Theory Tech., vol. 33, pp. 626–634, July. 1985
[7] A. J. Slobodnik, Jr., R. T. Webster, and G. A. Roberts, “A monolithicGaAs 36GHz four-bit phase shifter,” Microwave J.,pp. 106-111,June1993
A Millimeter-Wave 4-bit Digital Phase Shifter
Zhang Dawei, Yan Bo, Xu Ruimin
Department of Microwave Engineering, College of Electronic Engineering, UESTC,
Chengdu (610054)
Abstract
This paper presents a Ka-band digital phase shifter.After analysis and experimental study,using loaded-line-type and reflection-type phase shifters, and applying he PIN diode to the switch element,We have realized a 4-bit digital phase shifter which working in the millimeter wave frequency.This phase shifter has low insertion loss,low phase error,small voltage standing wave and other advantages.
Keywords: millimeter, digital phase shifter, loaded-line, 3dB branch-line coupler