DCDC电路设计
一．题目
设计一个PWM开关稳压电源。
要求 ： 输入电压 1-2 V 升压 5-20V
二．设计方案
方案1：
实验原理
开关稳压电源原理如图
和串联反馈式稳压电路相比，电路增加了LC滤波电路以及产生固定频率的三角波电压发生器和比较其组成的控制电路。Vi为整流滤波电路输出电压，Vb为比较器输出电压。Vb>0时，三极管饱和导通，二极管D截止，电感储能，电容充电，。而Vb
当Vf>Vref时，比较放大器输出电压Va为负值，Va与固定频率三角波电压Vt相比较，得到Vb的的方波波型，其占孔比q
具体实验电路
三角波发生器电路为
方案2：
DC/DC变换器的基本类型
开关电源是进行交流/直流、直流/直流，直流/交流的功率变换的电源，其核心部分就是DC/DC变换器。其工作原理：控制通/断电时间比可以改变的电子开关元件，将直流电能变换为脉冲状交流电能，然后通过储能元件或变压器对脉冲交流电能的幅度按人们的要求做必要的变换，再经平滑滤波器变为直流。 升压型变换器
如图表1，当开关管VT导通时，电流经电感L和开关管入地，电感上的电压降左端为正，右端为负，随着电流的增大，储存于电感中的磁能增大；当开关管截止时，电感上的电压调转极性，左端为负，右端为正，二极管导通，电流对电容C充电。可见，输出电压UO高于输入电压UI。在VT导通，VD截止期，负载上的电流是有电容放电维持的。
在开关管和二极管导通时的电压降远比输入的电压小时，则在VT导通期间 ILMAX=ILMIN+UI/L*ton
在VT截止期间
ILMIN=ILMAX－（UO－UI）/L*toff
由以上二式可得
UO=UI(ton-toff)/toff=1/(1-D)*UI
图表 1
a．b两点为输出电压u。
当占空比为0.9时，输出电压为13.2V
当占空比为0.5时，输出电压为15.0V
方案3：
电路原理:
串联反馈式稳压电路调整管工作在线性放大区，当负载电流较大时，调整管的集电极损耗相当大，电源效率低，开关电源克服了上述缺点，调整管工作在饱和导通和截止两种状态，由于管子饱和导通时管压降Vm和截止时管子的漏电流Icq皆很小，管耗主要发生在状态转换时，电源效率可达到80％—90％，且体积小，重量轻。
开关型稳压电路和串联反馈式稳压电路相比，电路增加了LC滤波电路以及脉宽调制电路（由产生固定频率的三角波发生器和比较器组成），电路输出电压平均值为：
V0=Ton/T(VI-VCES)+(-VD)Toff/T≈VITon/T=qVI
上式中，Ton是调整管T的导通时间，Toff是调整管T的截止时间，并忽略电感的支流压降,q=Ton/T为脉冲波形占空比。
在闭环情况下，电路能通过负反馈调节占空比，从而自动调节电压。
电路设计：
该电路需要设计一个三角波发生电路，开关电路，滤波电路，负反馈电路，和一个减法器（比较放大作用）。先做子电路：
１．三角波发生电路图示如下：（封装为“三角波”子电路）
该电路参数如下：
周期：T=4(RW1/R2)RW2C=1ms
频率：f=1/T=1KHZ
三角波峰值：V0=(RW1/R2)Vz≈10V
波形图如下：
２．减法器作用对两输入端电压求差，然后放大一倍。输入分别为基准电压VRET和反馈电压VF，输出电压Va可在一定范围浮动。从而调节占空比，来控制稳压电路输出电压VO，减法器电路如下：（封装为“减法”子电路）
电路参数设置如图，可得：
Vout=(R4/R3)(V4-V3) =(R4/R3)
(1+2R2/R1)(V2-V1)
=４(V2-V1)
当稳压电路的输入电压VI增加导致VO增大，从而VF增大，为了能稳压，电路必须能使方波占空比减小，从下面分析会看到，也就是使Va 减小．所以VF接V1 ,VRET接V2．
子电路设计好了，下面来看完整的串联型开关型稳压电路，具体电路如下图：
外部输入电压有波动，通过稳压电路后可得到稳定的电压输出。通过调节滑动变阻器，
可调节反馈电压大小，从而调节占空比大小，这样便满足输出电压在5~20V可调。
电路调试
首先对电路进行理论计算：
VO=qVI
三角波峰值电压Vmax=10V
基准电压Vret=3V
减法器放达倍数为4
变阻器系数a
则：q=[10+4(3-aVo)]/20
所以：
Vo=1.1VI/(1+0.2aVI)
当滑动变阻器调到90%时，输出电压５V；
当滑动变阻器调到２%时，输出电压20V；
当滑动变阻器调到２%~90%之间时，输出电压20V～５V之间；
与理论计算值误差内近似相等。
三角波电路产生的波形及经比较器后产生的波形如下：
经过开关电路后波形如下图所示：
故障及实验中遇到问题分析
电路设计过程中遇到的主要问题如下：
1．最初设计时没有用减法器，而是用理想比较器这样，由于比较器输出电压只有Vmax和-Vmax两个值，这样便不能起到脉宽调制的作用．特别是当三角波峰值低于Vmax是，三角波会被淹没，这样后面的比较器失去作用，如果VF>VREF三级管始终导通，电容电感都不起作用，电路变成了串联反馈式稳压电路．此
时电路仍能起到稳压作用就是这个原因．这是电路设计时常见错误．为了避免这个错误，可用减法器（放大４倍）代替比较器．
2．但设计完电路后经过思考发现，减法器的设计有些复杂，其实只要一个负反馈电路就能实现比较放大作用，放大倍数同样可很容易的调到。
3．在作三角波发生器时，单独作在一张图上时，能产生非常稳定和完美的三角波型，
然而，把三角波发生器集成封装后，连入电路，却发现波形变得不稳定．经过思考，可能是以下两个原因：
（１） 由于负载接入使波形变得不稳定．
（２） 软件问题，电路运算量太大，导致错误．因为此时电路运算非常慢，要以毫秒来计时．
究竟是不是这两个原因，或是其他原因，还需要深思．
4．还有一些没有解决的问题，如电容和电感取怎样的值最好．
总结与讨论：
１．电路改进建议
（１） 滑动变阻器可用一个子电路替代，该子电路由电阻和开关构成，不同的开关可输出不同的反馈电压．从而提高电路的调节效率．如下图
（２） 减法器变为反馈的比较放大器，如下图
（３） 增加保护电路．当输入电压过大或过小时，保护电路．
２．设计总结
电路设计过程中，要用到的模拟电路知识，需要认真复习．另外波形分析过程中要特别注意细节，思考电路的工作过程，不要被一些假象迷惑． 实验中用到的器件与仪器：
１． 比较器，电感，电容，电阻，稳压管，三级管．
２． 电压表，示波器．波形发生器．
方案4：
具体电路设计
1、 降压型
（1） 电路形式
（2）、工作波形
（3）原理
U（i）为输入直流电压，U（o）为输出直流电压改变基极驱动电压信号的占空比，也就是改变信号发生器产生的方波信号的占空比，我们就可以控制三极管的导通时间，通过控制导通时间就可以控制电感、电容的充放电时间，这样就可以改变输出电压U（o）的大小。假设在一个周期（T）时间内三极管的导通时间为T（on），截止时间为T（off）。那么，在T（on）期间，二极管VD截止，流过晶体管的电流和流过电感L的电流均增大，而且增量相等。电感上电压降的极型是左端为正，右端为负，可见U（o）
（D为方波信号的占空比）
由上式可见，改变占空比，即可改变输出电压U（o）。
2、 极性反转型
（1）电路形式
（2）工作波形
（3）原理
当三极管导通时，电感中的电流由小到大，电感L上的电压上正下负，二极管截止，U（i）向L提供电能；当三极管截止时，电感L上的电压调转极性，上负下正，二极管导通，电感L中电流不断减小，电感中磁能向电容转移的同时，
也有一部分电流流向负载。可见，输出电压和输入电压极性相反。假设三极管在一个周期（T）时间内导通时间为T（on）截止时间为T（off），经过分析可知：
由上式可以看出，改变方波信号的占空比就可以控制三极管的导通、截止时间，从而控制输出电压绝对值的大小。
3、 放大型
（1） 电路形式
（2）工作波形
（3）原理
三极管导通时，电流经电感L 和三极管入地，电感上的电压降是左端为正，右端为负。随着电流的增大，电感中的磁能增大，当三极管截止时，电感上电压调转极性，二极管导通，电流对电容C充电。可见，输出电压U（o）高于输入电压U（i）。假设三极管在一个周期（T）时间内导通时间为T（on）截止时间为T（off），经过分析可知：
(D为方波占空比)
由上式可以看出，改变方波信号的占空比就可以控制三极管的导通、截止时间，从而控制输出电压的大小。
电路的调试
1、 降压型PWM电路的调试
具体电路如下：
可以在EWB中对所附电路方案4-降压型.ewb进行相关调试，其调试结果如下：
（1） 相关参数为：
用60V的稳压电源做为输入电源，信号发生器的输出方波其频率为2KHZ幅值为11V，电感为5mH，电容为470uF，电阻为100欧姆。
（2） 改变方波的占空比所的输出电压U（o）（单位为V）如下
注：输出电压有小范围波动，上表的结果为近似，如果在电路后再加上滤波电路，那么输出电压降很稳定。
2、 极性反转型电路的调试
（1） 相关参数
用30V的稳压电源做为输入电源，信号发生器的输出方波其频率为1.5KHZ幅值为11V，电感为20mH，电容为470uF，电阻为100欧姆。
（2）改变方波的占空比所的输出电压U（o）（单位为V）如下
注：输出电压有小范围波动，上表的结果为近似，如果在电路后再加上滤波电路，那么输出电压降很稳定。
3、 放大型电路的调试
具体电路如下：
电路中信号发生器输出三角波，与反馈的电压信号来控制运算器的输出电压，运算器的输出电压控制三极管的导通时间，从而控制电容的冲放电。当输出电压变小时，反馈的电压变小使三极管的导通时间变长，使输出电压增大；当输出电压变大时，反馈的电压变大使三极管的导通时间变短，使输出电压增小。由上面的分析可知，电路将输出稳定的电压信号。
（1） 相关参数
三角波幅值为10V，频率为1KHz，其它参数见上面的电路图。
（2） 调试结果
在上面的参数条件下电路输出稳定20V电压。可对所附电路
方案4—放大型.ewb
结论和讨论
1、 结论
所设计的降压型电路和极性反转型电路能输出所要输出的电压值（极性反转型
电路的输出极性反转）范围为5V—20V，放大型电路输出稳定的20V电压，所设计电路均能够达到设计要求。
2、 讨论
（1） 上面电路中信号发生器的频率要高（1KHz以上），这样才能保证后面的的电容、电感能够充放电。如果频率很低，那么所充的电能太多而不能放出将使方波信号对输出电压大小的影响减弱。笔者就曾在低频率条件下对输出电压进行了测试，结果发现方波信号占空比的改变对输出电压大小的影响极小。
（2） 在电路原理中推出的理论表达式是在电感中的电流是连续的，电容的电压变化远比输出电压小的假设之下，因此要使理论值与实际值接近就必须使电感的电感量和电容的电容量都应该足够大。与之相比较的是负载电阻，在开关频率，电感的电抗应远大于负载电阻；而电容的电抗应远小于负载电阻。
（3） 本实验所选电路的输出电压有小范围的波动，如果在后面再加上滤波电路那么输出将很稳定。
实验中三极管工作在饱和和截止两中状态，因此做为基极控制电压的方波信号的幅值较大，本实验中所用的方波信号的幅值为11V。如果方波信号的幅值太小，那么三极管不能导通，这将使方波信号的控制作用无效；如果方波信号的幅值太大（大于集电极电压），此时三极管不能正常工作。
方案5：
一、 具体电路设计：
1 电路原理图：
2 电路波形：
3 电路原理：
升压式开关稳压电源又称并联式开关稳压电源。因为开关晶体管与负载几孚是并联的（中间串一只续流二极管）。
下图为开关稳压电源的原理方框图
:
电路原理图如下：
工作波形如下：
其稳压原理如下：假设由于输入电压或负载电流改变而引起输出电压发生变化时，采样电路将此信号送入比较放大器和基准电压比较，产生一个误差信号，进行放大，放大后的误差信号送到脉冲调制回路，改变其脉冲占空比，再将此脉冲送到开关晶体管，使流过电感的电流发生变化，从而维持输出电压的稳定。
（1） 0—t1期间：
开关管BG导通，电感二端电压为Ui，此时续流二极管D处于截止状态，电感L中电流线性上升，可求的方程：
i为电感在t=0时的起始电流。T=t1时电感中电流达到最大值，磁场能量也达到最大值
（2） t1—t2：BG截止时间
开关晶体管BG截止，电感俩端的电压极性颠倒，他在导通期间的磁场能量一部分开始向电容释放，另一部分向负载释放。
可求的U0=Ui/（1-δ）其中δ=Ton/T
4 元器件的选择：
（1）、电感Lc=Uoδ（1-δ）2/2Iof 选择时L必须满足L≥Lc 。L不能取太大，太大会使电源动态特性变差，且电感体积与重量加大，优点是可减少输出的纹波电压，本实验L=20mH。
（2）、电容选择与纹波电压关系密切，Upp=Io（1-Ui/Uo）/Cf ，所以电容选择要考虑纹波电压，加大C值可减少纹波电压，但体积重量也会随之加大，所以要权衡考虑，一般选用具有良好高频特性的电解电容。随着工作频率加大，可选用小值电容。本电路选用C=100цF。
（3）开关调整管应选取饱和压降Vces和穿透电流Iceo小的功率BJT，为减小管耗，通常要求开关转换时间Ts≤0．01/f。
（4）续流二极管D选择要考虑导通、截止和转换三部分损耗，所以用正向压降小，反向电流小和存储时间短的开关二极管，一般选用肖特基二极管。
(5)三角波发生器频率为1KHZ，电压幅值为11V，占空比为50%。
二、 电路调试
1 经过比较放大输出波形 ：
比较器电路
比较器输出波形
2 经过滤波后输出Uo：
输出电路图
输出电压模拟结果
3 带负载能力：
改变负载时发现，当负载
三、 结论和讨论
1 结论：
本设计按TOP——DOWN方法设计，调试结果符合要求，输入5V，输出10V。 2 讨论：
（1） 电路中信号发生器的频率选择问题
信号发生器的频率选择对后面的的电容、电感充放电速度起重要的作用。如果频率低，则充放电速度慢，不能使方波信号对输出电压大小的影响施加影响。
（2） 滤波电路的选择问题
如果去掉滤波电容，则输出电压有小范围的波动，所以在后面再加上滤波电路
那么输出将很稳定。
（3） 阻抗的选择问题
在开关频率，电感的电抗应远大于负载电阻；而电容的电抗应远小于负载电阻。
（4） 注意负载的选择，若负载太小，则输出将不能满足要求。
（5） 信号发生器的三角波输出幅值不能太小，如果太小则不能使调整管充分导通或截止。本实验选择11V。
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DCDC电路设计
一．题目
设计一个PWM开关稳压电源。
要求 ： 输入电压 1-2 V 升压 5-20V
二．设计方案
方案1：
实验原理
开关稳压电源原理如图
和串联反馈式稳压电路相比，电路增加了LC滤波电路以及产生固定频率的三角波电压发生器和比较其组成的控制电路。Vi为整流滤波电路输出电压，Vb为比较器输出电压。Vb>0时，三极管饱和导通，二极管D截止，电感储能，电容充电，。而Vb
当Vf>Vref时，比较放大器输出电压Va为负值，Va与固定频率三角波电压Vt相比较，得到Vb的的方波波型，其占孔比q
具体实验电路
三角波发生器电路为
方案2：
DC/DC变换器的基本类型
开关电源是进行交流/直流、直流/直流，直流/交流的功率变换的电源，其核心部分就是DC/DC变换器。其工作原理：控制通/断电时间比可以改变的电子开关元件，将直流电能变换为脉冲状交流电能，然后通过储能元件或变压器对脉冲交流电能的幅度按人们的要求做必要的变换，再经平滑滤波器变为直流。 升压型变换器
如图表1，当开关管VT导通时，电流经电感L和开关管入地，电感上的电压降左端为正，右端为负，随着电流的增大，储存于电感中的磁能增大；当开关管截止时，电感上的电压调转极性，左端为负，右端为正，二极管导通，电流对电容C充电。可见，输出电压UO高于输入电压UI。在VT导通，VD截止期，负载上的电流是有电容放电维持的。
在开关管和二极管导通时的电压降远比输入的电压小时，则在VT导通期间 ILMAX=ILMIN+UI/L*ton
在VT截止期间
ILMIN=ILMAX－（UO－UI）/L*toff
由以上二式可得
UO=UI(ton-toff)/toff=1/(1-D)*UI
图表 1
a．b两点为输出电压u。
当占空比为0.9时，输出电压为13.2V
当占空比为0.5时，输出电压为15.0V
方案3：
电路原理:
串联反馈式稳压电路调整管工作在线性放大区，当负载电流较大时，调整管的集电极损耗相当大，电源效率低，开关电源克服了上述缺点，调整管工作在饱和导通和截止两种状态，由于管子饱和导通时管压降Vm和截止时管子的漏电流Icq皆很小，管耗主要发生在状态转换时，电源效率可达到80％—90％，且体积小，重量轻。
开关型稳压电路和串联反馈式稳压电路相比，电路增加了LC滤波电路以及脉宽调制电路（由产生固定频率的三角波发生器和比较器组成），电路输出电压平均值为：
V0=Ton/T(VI-VCES)+(-VD)Toff/T≈VITon/T=qVI
上式中，Ton是调整管T的导通时间，Toff是调整管T的截止时间，并忽略电感的支流压降,q=Ton/T为脉冲波形占空比。
在闭环情况下，电路能通过负反馈调节占空比，从而自动调节电压。
电路设计：
该电路需要设计一个三角波发生电路，开关电路，滤波电路，负反馈电路，和一个减法器（比较放大作用）。先做子电路：
１．三角波发生电路图示如下：（封装为“三角波”子电路）
该电路参数如下：
周期：T=4(RW1/R2)RW2C=1ms
频率：f=1/T=1KHZ
三角波峰值：V0=(RW1/R2)Vz≈10V
波形图如下：
２．减法器作用对两输入端电压求差，然后放大一倍。输入分别为基准电压VRET和反馈电压VF，输出电压Va可在一定范围浮动。从而调节占空比，来控制稳压电路输出电压VO，减法器电路如下：（封装为“减法”子电路）
电路参数设置如图，可得：
Vout=(R4/R3)(V4-V3) =(R4/R3)
(1+2R2/R1)(V2-V1)
=４(V2-V1)
当稳压电路的输入电压VI增加导致VO增大，从而VF增大，为了能稳压，电路必须能使方波占空比减小，从下面分析会看到，也就是使Va 减小．所以VF接V1 ,VRET接V2．
子电路设计好了，下面来看完整的串联型开关型稳压电路，具体电路如下图：
外部输入电压有波动，通过稳压电路后可得到稳定的电压输出。通过调节滑动变阻器，
可调节反馈电压大小，从而调节占空比大小，这样便满足输出电压在5~20V可调。
电路调试
首先对电路进行理论计算：
VO=qVI
三角波峰值电压Vmax=10V
基准电压Vret=3V
减法器放达倍数为4
变阻器系数a
则：q=[10+4(3-aVo)]/20
所以：
Vo=1.1VI/(1+0.2aVI)
当滑动变阻器调到90%时，输出电压５V；
当滑动变阻器调到２%时，输出电压20V；
当滑动变阻器调到２%~90%之间时，输出电压20V～５V之间；
与理论计算值误差内近似相等。
三角波电路产生的波形及经比较器后产生的波形如下：
经过开关电路后波形如下图所示：
故障及实验中遇到问题分析
电路设计过程中遇到的主要问题如下：
1．最初设计时没有用减法器，而是用理想比较器这样，由于比较器输出电压只有Vmax和-Vmax两个值，这样便不能起到脉宽调制的作用．特别是当三角波峰值低于Vmax是，三角波会被淹没，这样后面的比较器失去作用，如果VF>VREF三级管始终导通，电容电感都不起作用，电路变成了串联反馈式稳压电路．此
时电路仍能起到稳压作用就是这个原因．这是电路设计时常见错误．为了避免这个错误，可用减法器（放大４倍）代替比较器．
2．但设计完电路后经过思考发现，减法器的设计有些复杂，其实只要一个负反馈电路就能实现比较放大作用，放大倍数同样可很容易的调到。
3．在作三角波发生器时，单独作在一张图上时，能产生非常稳定和完美的三角波型，
然而，把三角波发生器集成封装后，连入电路，却发现波形变得不稳定．经过思考，可能是以下两个原因：
（１） 由于负载接入使波形变得不稳定．
（２） 软件问题，电路运算量太大，导致错误．因为此时电路运算非常慢，要以毫秒来计时．
究竟是不是这两个原因，或是其他原因，还需要深思．
4．还有一些没有解决的问题，如电容和电感取怎样的值最好．
总结与讨论：
１．电路改进建议
（１） 滑动变阻器可用一个子电路替代，该子电路由电阻和开关构成，不同的开关可输出不同的反馈电压．从而提高电路的调节效率．如下图
（２） 减法器变为反馈的比较放大器，如下图
（３） 增加保护电路．当输入电压过大或过小时，保护电路．
２．设计总结
电路设计过程中，要用到的模拟电路知识，需要认真复习．另外波形分析过程中要特别注意细节，思考电路的工作过程，不要被一些假象迷惑． 实验中用到的器件与仪器：
１． 比较器，电感，电容，电阻，稳压管，三级管．
２． 电压表，示波器．波形发生器．
方案4：
具体电路设计
1、 降压型
（1） 电路形式
（2）、工作波形
（3）原理
U（i）为输入直流电压，U（o）为输出直流电压改变基极驱动电压信号的占空比，也就是改变信号发生器产生的方波信号的占空比，我们就可以控制三极管的导通时间，通过控制导通时间就可以控制电感、电容的充放电时间，这样就可以改变输出电压U（o）的大小。假设在一个周期（T）时间内三极管的导通时间为T（on），截止时间为T（off）。那么，在T（on）期间，二极管VD截止，流过晶体管的电流和流过电感L的电流均增大，而且增量相等。电感上电压降的极型是左端为正，右端为负，可见U（o）
（D为方波信号的占空比）
由上式可见，改变占空比，即可改变输出电压U（o）。
2、 极性反转型
（1）电路形式
（2）工作波形
（3）原理
当三极管导通时，电感中的电流由小到大，电感L上的电压上正下负，二极管截止，U（i）向L提供电能；当三极管截止时，电感L上的电压调转极性，上负下正，二极管导通，电感L中电流不断减小，电感中磁能向电容转移的同时，
也有一部分电流流向负载。可见，输出电压和输入电压极性相反。假设三极管在一个周期（T）时间内导通时间为T（on）截止时间为T（off），经过分析可知：
由上式可以看出，改变方波信号的占空比就可以控制三极管的导通、截止时间，从而控制输出电压绝对值的大小。
3、 放大型
（1） 电路形式
（2）工作波形
（3）原理
三极管导通时，电流经电感L 和三极管入地，电感上的电压降是左端为正，右端为负。随着电流的增大，电感中的磁能增大，当三极管截止时，电感上电压调转极性，二极管导通，电流对电容C充电。可见，输出电压U（o）高于输入电压U（i）。假设三极管在一个周期（T）时间内导通时间为T（on）截止时间为T（off），经过分析可知：
(D为方波占空比)
由上式可以看出，改变方波信号的占空比就可以控制三极管的导通、截止时间，从而控制输出电压的大小。
电路的调试
1、 降压型PWM电路的调试
具体电路如下：
可以在EWB中对所附电路方案4-降压型.ewb进行相关调试，其调试结果如下：
（1） 相关参数为：
用60V的稳压电源做为输入电源，信号发生器的输出方波其频率为2KHZ幅值为11V，电感为5mH，电容为470uF，电阻为100欧姆。
（2） 改变方波的占空比所的输出电压U（o）（单位为V）如下
注：输出电压有小范围波动，上表的结果为近似，如果在电路后再加上滤波电路，那么输出电压降很稳定。
2、 极性反转型电路的调试
（1） 相关参数
用30V的稳压电源做为输入电源，信号发生器的输出方波其频率为1.5KHZ幅值为11V，电感为20mH，电容为470uF，电阻为100欧姆。
（2）改变方波的占空比所的输出电压U（o）（单位为V）如下
注：输出电压有小范围波动，上表的结果为近似，如果在电路后再加上滤波电路，那么输出电压降很稳定。
3、 放大型电路的调试
具体电路如下：
电路中信号发生器输出三角波，与反馈的电压信号来控制运算器的输出电压，运算器的输出电压控制三极管的导通时间，从而控制电容的冲放电。当输出电压变小时，反馈的电压变小使三极管的导通时间变长，使输出电压增大；当输出电压变大时，反馈的电压变大使三极管的导通时间变短，使输出电压增小。由上面的分析可知，电路将输出稳定的电压信号。
（1） 相关参数
三角波幅值为10V，频率为1KHz，其它参数见上面的电路图。
（2） 调试结果
在上面的参数条件下电路输出稳定20V电压。可对所附电路
方案4—放大型.ewb
结论和讨论
1、 结论
所设计的降压型电路和极性反转型电路能输出所要输出的电压值（极性反转型
电路的输出极性反转）范围为5V—20V，放大型电路输出稳定的20V电压，所设计电路均能够达到设计要求。
2、 讨论
（1） 上面电路中信号发生器的频率要高（1KHz以上），这样才能保证后面的的电容、电感能够充放电。如果频率很低，那么所充的电能太多而不能放出将使方波信号对输出电压大小的影响减弱。笔者就曾在低频率条件下对输出电压进行了测试，结果发现方波信号占空比的改变对输出电压大小的影响极小。
（2） 在电路原理中推出的理论表达式是在电感中的电流是连续的，电容的电压变化远比输出电压小的假设之下，因此要使理论值与实际值接近就必须使电感的电感量和电容的电容量都应该足够大。与之相比较的是负载电阻，在开关频率，电感的电抗应远大于负载电阻；而电容的电抗应远小于负载电阻。
（3） 本实验所选电路的输出电压有小范围的波动，如果在后面再加上滤波电路那么输出将很稳定。
实验中三极管工作在饱和和截止两中状态，因此做为基极控制电压的方波信号的幅值较大，本实验中所用的方波信号的幅值为11V。如果方波信号的幅值太小，那么三极管不能导通，这将使方波信号的控制作用无效；如果方波信号的幅值太大（大于集电极电压），此时三极管不能正常工作。
方案5：
一、 具体电路设计：
1 电路原理图：
2 电路波形：
3 电路原理：
升压式开关稳压电源又称并联式开关稳压电源。因为开关晶体管与负载几孚是并联的（中间串一只续流二极管）。
下图为开关稳压电源的原理方框图
:
电路原理图如下：
工作波形如下：
其稳压原理如下：假设由于输入电压或负载电流改变而引起输出电压发生变化时，采样电路将此信号送入比较放大器和基准电压比较，产生一个误差信号，进行放大，放大后的误差信号送到脉冲调制回路，改变其脉冲占空比，再将此脉冲送到开关晶体管，使流过电感的电流发生变化，从而维持输出电压的稳定。
（1） 0—t1期间：
开关管BG导通，电感二端电压为Ui，此时续流二极管D处于截止状态，电感L中电流线性上升，可求的方程：
i为电感在t=0时的起始电流。T=t1时电感中电流达到最大值，磁场能量也达到最大值
（2） t1—t2：BG截止时间
开关晶体管BG截止，电感俩端的电压极性颠倒，他在导通期间的磁场能量一部分开始向电容释放，另一部分向负载释放。
可求的U0=Ui/（1-δ）其中δ=Ton/T
4 元器件的选择：
（1）、电感Lc=Uoδ（1-δ）2/2Iof 选择时L必须满足L≥Lc 。L不能取太大，太大会使电源动态特性变差，且电感体积与重量加大，优点是可减少输出的纹波电压，本实验L=20mH。
（2）、电容选择与纹波电压关系密切，Upp=Io（1-Ui/Uo）/Cf ，所以电容选择要考虑纹波电压，加大C值可减少纹波电压，但体积重量也会随之加大，所以要权衡考虑，一般选用具有良好高频特性的电解电容。随着工作频率加大，可选用小值电容。本电路选用C=100цF。
（3）开关调整管应选取饱和压降Vces和穿透电流Iceo小的功率BJT，为减小管耗，通常要求开关转换时间Ts≤0．01/f。
（4）续流二极管D选择要考虑导通、截止和转换三部分损耗，所以用正向压降小，反向电流小和存储时间短的开关二极管，一般选用肖特基二极管。
(5)三角波发生器频率为1KHZ，电压幅值为11V，占空比为50%。
二、 电路调试
1 经过比较放大输出波形 ：
比较器电路
比较器输出波形
2 经过滤波后输出Uo：
输出电路图
输出电压模拟结果
3 带负载能力：
改变负载时发现，当负载
三、 结论和讨论
1 结论：
本设计按TOP——DOWN方法设计，调试结果符合要求，输入5V，输出10V。 2 讨论：
（1） 电路中信号发生器的频率选择问题
信号发生器的频率选择对后面的的电容、电感充放电速度起重要的作用。如果频率低，则充放电速度慢，不能使方波信号对输出电压大小的影响施加影响。
（2） 滤波电路的选择问题
如果去掉滤波电容，则输出电压有小范围的波动，所以在后面再加上滤波电路
那么输出将很稳定。
（3） 阻抗的选择问题
在开关频率，电感的电抗应远大于负载电阻；而电容的电抗应远小于负载电阻。
（4） 注意负载的选择，若负载太小，则输出将不能满足要求。
（5） 信号发生器的三角波输出幅值不能太小，如果太小则不能使调整管充分导通或截止。本实验选择11V。
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