宽带直流放大器
一、系统方案论证
1.总体方案论证
分析放大器设计要求的指标，带宽和增益要求高，放大器带宽为10MHz以上，增益在0~60dB之间可调，并且要求能够在50Ω的负载提供有效值为10V的正弦波输出。
针对上述特点，我们将整个放大器分为5个模块：前置缓冲级，增益可调的中间放大级，末级功率放大级，控制显示电路和直流稳压电源。系统整体框图如图 1所示。其中难点是增益可调放大级和末级功率放大级，下面对这两个部分的方案分别进行设计论证。
方案二：采用基于DAC的PGA方法。可以实现D/A芯片的电阻网络改变反馈电压控制电路增益，其功能类似于电位计。放大器的增益准确度取决于DAC的分辨率和电路增益。优点是便于实现数控，结构简单，控制方便。但是增益增大时，对应的数字位也越小，增益准确度会降低，一般将增益限制在256倍以内。
方案三：采用集成宽带的可调增益放大器。以AD603为例，单片AD603可以有40dB的可调增益范围，在-10~30dB的模式下有90MHz的带宽，可以很好的满足需求。对于60dB的可调范围，可以串联两级AD603实现。并且，AD603采用电压控制放大，对数增益与控制电压成正比，能够方便的通过单片机配合DAC控制。
比较上述三种方案：方案一调整增益不便，方案二的增益达不到题目要求，方案三能够很好的满足要求，最终选择方案三。
图1 系统整体框图
3.末级功率放大器方案论证
方案一：采用分立元件搭建。选用NSC公司的2N3904和2N3906三极管可以达到25MHz的宽带，能够满足需求。但是为了提高电路的稳定性，需要将反馈回路用电容串联到地，放大器的低频响应会变差，不能够作直流放大。
方案二：采用集成功率放大芯片。这种方法简洁，调节方便。但是集成功放一般用于音频放大，无法满足宽带要求。
方案三：采用高压运放配合高速缓冲器实现。
2.中间放大级方案论证
方案一：采用带宽增益积大的运算放大器制作多级放大电路。以OPA842和OP37为例，利用OPA842带宽增益积大的特点，使输入的小信号充分放大，再用OP37或其他高压运放放大至有效值10V。这种方法采用电位器或者数字电位器连续调节放大倍数，设计简洁，但是要实现数字控制的可控对数增益很不方便。
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CONTEST
在Burr-Brown公司应用手册中介绍，使用宽带高压运放OPA603和高速缓冲器BUF634配合，加入适当的反馈，即可提供大的电压增益和电流增益，从而达到宽带功放的目的，原理如图 2所示。
V+
1dB。由于各级的增益是对数相加的关系，我们对各级的增益起伏控制分别进行分析：
(1）对于前置缓冲器，使用同相跟随器作缓冲可以使整个放大器输入阻抗提高，降低信号源的驱动要求。选择作跟随器时增益稳定的运放，使用OPA842可达到0.03dB以下；
(2）中间放大级增益最大，增益起伏主要
C1
OPA
VIN
BUF634
BW
VO
来自这一级。若使用两片AD603级联，根据数据手册，10.7MHz时增益起伏在0.6dB以内。AD603的控制电压的微小变化能够引起增益的较大起伏，需要精确控制。使用12位的TLV5618，配合最大误差为高精度+1.250V电压基准源MAX6161，可以使DA输出最大电压起伏对应的增益起伏为0.024dB。
(3）末级放大级的增益大于20dB，与中间级放大类似，也要选择通频带内平稳的电路。根据资料使用OPA603的幅频响应如图 3所示，在通频带内的最大起伏为0.5dB。
V-
图 2 功率放大部分原理图
比较上述三种方式：使用分立元件有其优势，但是调试困难，低频响应与稳定性之间有矛盾，不适合作直流放大；集成功率放大器难以满足宽带放大要求；使用电流反馈型运放OPA603芯片配合BUF634可以方便的实现了上述功能。最终选择方案三。
二、理论分析与计算
下面结合宽带放大器的各项指标，主要包括带宽增益，增益起伏，零点漂移，稳定性5个方面，进行简要的理论分析计算，同时确定电路设计所需要的元器件。
1.带宽增益积分析
由于多级放大电路的通频带比组成它的每一级的通频带窄，所以在芯片选型和电路设计中要分析带宽增益积，合理地配置各级的增益和带宽。主要指标分配为：
（1）前置缓冲器：增益0dB，带宽>200MHz；（2）中间放大级：增益-20~60dB，带宽>60MHz；
（3）末级放大级：增益>20dB，带宽>20MHz。
这样设计的宽带放大器增益范围大于0~80dB，频带宽度大于10MHz。
（4）另外，直流供电的稳定性也会对各级放大产生影响。需要对直流电源输入作电容电感的∏型滤波，有效滤除低频纹波和高频分量。
图 3 OPA603幅频响应
3.零点漂移分析
因为设计的放大器要求对直流有放大功能，因此要求严格控制零点漂移。输入级采用OPA842，直流偏移为300μV，相对于输入信号有效值为10mV时，引入的误差约为1%。
中间级的零点漂移也不可忽略，AD603的电压
2.增益起伏控制分析
在0~9MHz的通频带内，要求增益起伏小于
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偏移最大为20mV，经过60dB放大理论上可以产生最大20V的输出失调电压，因此必须进行调零。
末级功率放大使用OPA603，15V供电时的最大零点漂移为6mV，作大信号放大使用时可以忽略，但是若前级为衰减，这项的影响将十分显著。因此对OPA603也要进行调零。
VIN
RC
2
RFB+vs
7
AD811
53
6
RL
-vs
4.放大器稳定性分析
由于采用三级放大器级联的方式，为了减少高频自激和消振困难，在相邻的放大器之间加入电压跟随器作隔离；同时，为了消除内阻引起的寄生震荡，还要在运放电源端就近接去耦电容。
图 5 末级功放A
在扩展部分中使用OPA603与BUF634配合，最终设计电路图如图 6所示。
三、系统电路设计
1.前置缓冲电路设计
输入端加入OPA842构成的同相跟随器，提高放大器的输入电阻，有效抑制输入信号的零点漂移。
3
V-V+
BWV+
RF
BUF634
2.中间级放大电路设计
中间放大器使用两片AD603级联，采用AD603典型接法中通频带最宽的一种，通频带为90MHz，增益为-10~30dB；为避免自激，在两级AD603之间加入一级AD818作缓冲；示意图如图 4所示。
VIN
2
5
3
3
V-V+
OPA603
BUF634
R
1
BWV+
BUF634
3.末级功率放大电路设计
由于AD603的输出电阻较小，因此先加入一级同相跟随器提高带负载能力，完成基础要求中使用AD811作电流放大，采用数据手册中的放大电路，电压增益为6dB，示意图如图 5所示。
V-3
V-1
BW
图 6 末级功放B
输入端口输出端口
OPA842AD603
单片机&DA
控制电压
模块
控制电压
AD603
图 4 中间级放大电路
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4.低通滤波器电路设计
在图2的两级AD603之间加入的电压跟随器替换成二阶低通滤波电路，可以达到缓冲和滤波的双重功能，我们加入两路独立的滤波电路，截止频率分别为10MHz和5MHz，用单片机配合三极管控制继电器进行切换，
电压，因此经两级放大电路放大以后的直流偏移会更加严重。
设计之初我们没有注意到这个问题，在高增益放大时出现了较明显的失真， 由于AD603 本身没有设置调零控制端，所以只能在AD603之前再加一级直流偏移调零电路。
5.直流稳压电源设计
供电需求包括数字部分和模拟部分，数字部分是单片机，液晶显示屏及键盘模块，需要较大的驱动能力，而对电源纹波无苛刻要求，适合采用高效率的开关电源模块。模拟部分的设计如前所示，需要提供稳定的电压，适合采用LDO稳压。
4.测试结果
通过测试，本系统的各项指标均达到或超过了扩展要求。（示波器使用Tektronix TDS2022，信号源使用Agilent 33250A）
四、调试过程与测试结果
1.AD603双片级联的稳定性问题
两片AD603的最大增益可以达到60dB，但是实际制版时的工艺和走线存在不足，若两片AD603直接级联，当增益达到50dB时会出现自激，在加入屏蔽和改善电源滤波后效果仍不理想，在两级之间加入一级AD818的电压跟随器作隔离，可以消除自激问题。
2.控制电压的修正问题
TLV5618的数据手册中的输出电压误差为0.29%，理论上可以忽略，但是AD603的输出增益误差为1dB，在实际中呈现的输出电压与控制字为非线性关系，需要做软件修正。我们采用每隔1dB修正一次的方法，在短时间开发内可以达到要求。若要进一步消除误差，提高精度，可考虑加入AGC反馈控制。
3.AD603的输出失调电压问题
由于 AD603有大约20 mV的输出失调电压(直流偏移电压), 前一级AD603的输出失调电压会被后一级所放大。当后级增益较大时，放大后的回波信号直流电位会大大偏离零点，导致输出信号波形的上半周或下半周被削去一部分， 产生严重的非线性失真。 而且由于前级输入电路也会带来直流偏移
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一、系统方案论证
1.总体方案论证
分析放大器设计要求的指标，带宽和增益要求高，放大器带宽为10MHz以上，增益在0~60dB之间可调，并且要求能够在50Ω的负载提供有效值为10V的正弦波输出。
针对上述特点，我们将整个放大器分为5个模块：前置缓冲级，增益可调的中间放大级，末级功率放大级，控制显示电路和直流稳压电源。系统整体框图如图 1所示。其中难点是增益可调放大级和末级功率放大级，下面对这两个部分的方案分别进行设计论证。
方案二：采用基于DAC的PGA方法。可以实现D/A芯片的电阻网络改变反馈电压控制电路增益，其功能类似于电位计。放大器的增益准确度取决于DAC的分辨率和电路增益。优点是便于实现数控，结构简单，控制方便。但是增益增大时，对应的数字位也越小，增益准确度会降低，一般将增益限制在256倍以内。
方案三：采用集成宽带的可调增益放大器。以AD603为例，单片AD603可以有40dB的可调增益范围，在-10~30dB的模式下有90MHz的带宽，可以很好的满足需求。对于60dB的可调范围，可以串联两级AD603实现。并且，AD603采用电压控制放大，对数增益与控制电压成正比，能够方便的通过单片机配合DAC控制。
比较上述三种方案：方案一调整增益不便，方案二的增益达不到题目要求，方案三能够很好的满足要求，最终选择方案三。
图1 系统整体框图
3.末级功率放大器方案论证
方案一：采用分立元件搭建。选用NSC公司的2N3904和2N3906三极管可以达到25MHz的宽带，能够满足需求。但是为了提高电路的稳定性，需要将反馈回路用电容串联到地，放大器的低频响应会变差，不能够作直流放大。
方案二：采用集成功率放大芯片。这种方法简洁，调节方便。但是集成功放一般用于音频放大，无法满足宽带要求。
方案三：采用高压运放配合高速缓冲器实现。
2.中间放大级方案论证
方案一：采用带宽增益积大的运算放大器制作多级放大电路。以OPA842和OP37为例，利用OPA842带宽增益积大的特点，使输入的小信号充分放大，再用OP37或其他高压运放放大至有效值10V。这种方法采用电位器或者数字电位器连续调节放大倍数，设计简洁，但是要实现数字控制的可控对数增益很不方便。
45
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CONTEST
在Burr-Brown公司应用手册中介绍，使用宽带高压运放OPA603和高速缓冲器BUF634配合，加入适当的反馈，即可提供大的电压增益和电流增益，从而达到宽带功放的目的，原理如图 2所示。
V+
1dB。由于各级的增益是对数相加的关系，我们对各级的增益起伏控制分别进行分析：
(1）对于前置缓冲器，使用同相跟随器作缓冲可以使整个放大器输入阻抗提高，降低信号源的驱动要求。选择作跟随器时增益稳定的运放，使用OPA842可达到0.03dB以下；
(2）中间放大级增益最大，增益起伏主要
C1
OPA
VIN
BUF634
BW
VO
来自这一级。若使用两片AD603级联，根据数据手册，10.7MHz时增益起伏在0.6dB以内。AD603的控制电压的微小变化能够引起增益的较大起伏，需要精确控制。使用12位的TLV5618，配合最大误差为高精度+1.250V电压基准源MAX6161，可以使DA输出最大电压起伏对应的增益起伏为0.024dB。
(3）末级放大级的增益大于20dB，与中间级放大类似，也要选择通频带内平稳的电路。根据资料使用OPA603的幅频响应如图 3所示，在通频带内的最大起伏为0.5dB。
V-
图 2 功率放大部分原理图
比较上述三种方式：使用分立元件有其优势，但是调试困难，低频响应与稳定性之间有矛盾，不适合作直流放大；集成功率放大器难以满足宽带放大要求；使用电流反馈型运放OPA603芯片配合BUF634可以方便的实现了上述功能。最终选择方案三。
二、理论分析与计算
下面结合宽带放大器的各项指标，主要包括带宽增益，增益起伏，零点漂移，稳定性5个方面，进行简要的理论分析计算，同时确定电路设计所需要的元器件。
1.带宽增益积分析
由于多级放大电路的通频带比组成它的每一级的通频带窄，所以在芯片选型和电路设计中要分析带宽增益积，合理地配置各级的增益和带宽。主要指标分配为：
（1）前置缓冲器：增益0dB，带宽>200MHz；（2）中间放大级：增益-20~60dB，带宽>60MHz；
（3）末级放大级：增益>20dB，带宽>20MHz。
这样设计的宽带放大器增益范围大于0~80dB，频带宽度大于10MHz。
（4）另外，直流供电的稳定性也会对各级放大产生影响。需要对直流电源输入作电容电感的∏型滤波，有效滤除低频纹波和高频分量。
图 3 OPA603幅频响应
3.零点漂移分析
因为设计的放大器要求对直流有放大功能，因此要求严格控制零点漂移。输入级采用OPA842，直流偏移为300μV，相对于输入信号有效值为10mV时，引入的误差约为1%。
中间级的零点漂移也不可忽略，AD603的电压
2.增益起伏控制分析
在0~9MHz的通频带内，要求增益起伏小于
2010 VOL.01
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CONTEST竞赛园地
偏移最大为20mV，经过60dB放大理论上可以产生最大20V的输出失调电压，因此必须进行调零。
末级功率放大使用OPA603，15V供电时的最大零点漂移为6mV，作大信号放大使用时可以忽略，但是若前级为衰减，这项的影响将十分显著。因此对OPA603也要进行调零。
VIN
RC
2
RFB+vs
7
AD811
53
6
RL
-vs
4.放大器稳定性分析
由于采用三级放大器级联的方式，为了减少高频自激和消振困难，在相邻的放大器之间加入电压跟随器作隔离；同时，为了消除内阻引起的寄生震荡，还要在运放电源端就近接去耦电容。
图 5 末级功放A
在扩展部分中使用OPA603与BUF634配合，最终设计电路图如图 6所示。
三、系统电路设计
1.前置缓冲电路设计
输入端加入OPA842构成的同相跟随器，提高放大器的输入电阻，有效抑制输入信号的零点漂移。
3
V-V+
BWV+
RF
BUF634
2.中间级放大电路设计
中间放大器使用两片AD603级联，采用AD603典型接法中通频带最宽的一种，通频带为90MHz，增益为-10~30dB；为避免自激，在两级AD603之间加入一级AD818作缓冲；示意图如图 4所示。
VIN
2
5
3
3
V-V+
OPA603
BUF634
R
1
BWV+
BUF634
3.末级功率放大电路设计
由于AD603的输出电阻较小，因此先加入一级同相跟随器提高带负载能力，完成基础要求中使用AD811作电流放大，采用数据手册中的放大电路，电压增益为6dB，示意图如图 5所示。
V-3
V-1
BW
图 6 末级功放B
输入端口输出端口
OPA842AD603
单片机&DA
控制电压
模块
控制电压
AD603
图 4 中间级放大电路
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4.低通滤波器电路设计
在图2的两级AD603之间加入的电压跟随器替换成二阶低通滤波电路，可以达到缓冲和滤波的双重功能，我们加入两路独立的滤波电路，截止频率分别为10MHz和5MHz，用单片机配合三极管控制继电器进行切换，
电压，因此经两级放大电路放大以后的直流偏移会更加严重。
设计之初我们没有注意到这个问题，在高增益放大时出现了较明显的失真， 由于AD603 本身没有设置调零控制端，所以只能在AD603之前再加一级直流偏移调零电路。
5.直流稳压电源设计
供电需求包括数字部分和模拟部分，数字部分是单片机，液晶显示屏及键盘模块，需要较大的驱动能力，而对电源纹波无苛刻要求，适合采用高效率的开关电源模块。模拟部分的设计如前所示，需要提供稳定的电压，适合采用LDO稳压。
4.测试结果
通过测试，本系统的各项指标均达到或超过了扩展要求。（示波器使用Tektronix TDS2022，信号源使用Agilent 33250A）
四、调试过程与测试结果
1.AD603双片级联的稳定性问题
两片AD603的最大增益可以达到60dB，但是实际制版时的工艺和走线存在不足，若两片AD603直接级联，当增益达到50dB时会出现自激，在加入屏蔽和改善电源滤波后效果仍不理想，在两级之间加入一级AD818的电压跟随器作隔离，可以消除自激问题。
2.控制电压的修正问题
TLV5618的数据手册中的输出电压误差为0.29%，理论上可以忽略，但是AD603的输出增益误差为1dB，在实际中呈现的输出电压与控制字为非线性关系，需要做软件修正。我们采用每隔1dB修正一次的方法，在短时间开发内可以达到要求。若要进一步消除误差，提高精度，可考虑加入AGC反馈控制。
3.AD603的输出失调电压问题
由于 AD603有大约20 mV的输出失调电压(直流偏移电压), 前一级AD603的输出失调电压会被后一级所放大。当后级增益较大时，放大后的回波信号直流电位会大大偏离零点，导致输出信号波形的上半周或下半周被削去一部分， 产生严重的非线性失真。 而且由于前级输入电路也会带来直流偏移
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