高频电子线路答案(高瑜翔版)

2.4

解:为计算简化,这里R1与电容C2的容抗之比

R1XC2

2较大,可采用部分接入法公式

C

C1C2C1C2

100(pF)

电感 L

1(2fo)C

C1C2C1

2

0.253(mH)

接入系数 n=2

R1在两端等效为RTn*n*R20(k) 电感固有品质因数50,对应的固有谐振电阻Ro

RTRoRTRo

Qo2foC

79.58(k)

端等效电阻为16(k)

3

有载品质因数QL2foC161010

习 题 第三章

3.1 高频功率放大器的主要作用是什么?应对它提出哪些主要要求？

答：高频功率放大器的主要作用是放大高频信号或高频已调波信号，将直流电能转换成交流输出功率。要求具有高效率和高功率输出。

3.2 为什么丙类谐振功率放大器要采用谐振回路作负载？若回路失谐将产生什么结果？若采用纯电阻负载又将产生什么结果？

答：因为丙类谐振功率放大器的集电极电流ic为电流脉冲，负载必须具有滤波功能，否则不能获得正弦波输出。若回路失谐集电极管耗增大，功率管有损坏的危险。若采用纯电阻负载则没有连续的正弦波输出。

3.3 高频功放的欠压、临界和过压状态是如何区分的？各有什么特点？

答：根据集电极是否进入饱和区来区分，当集电极最大点电流在临界线右方时高频功放工作于欠压状态，在临界线上时高频功放工作临界状态，在临界线左方时高频功放工作于过压状态。

欠压状态的功率和效率都比较低，集电极耗散功率也较大，输出电压随负载阻抗变化而变化，较少使用，但基极调幅时要使用欠压状态。

临界状态输出功率大，管子损耗小，放大器的效率也较高。

过压状态下，负载阻抗变化时，输出电压比较平稳且幅值较大，在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所下降，发射机的中间级、集电极调幅级常采用过压状态。 3.4 分析下列各种功放的工作状态应如何选择？ (1) 利用功放进行振幅调制时，当调制的音频信号加到基极或集电极时，如何选择功放的工作状态？

(2) 利用功放放大振幅调制信号时，应如何选择功放的工作状态？ (3) 利用功放放大等幅度信号时，应如何选择功放的工作状态？

答：(1) 当调制的音频信号加到基极时，选择欠压状态；加到集电极时，选择过压状态。 (2) 放大振幅调制信号时，选择欠压状态。、 (3) 放大等幅度信号时，选择临界状态。

3.5 两个参数完全相同的谐振功放，输出功率Po分别为1W和0.6W，为了增大输出功率，将VCC提高。结果发现前者输出功率无明显加大，后者输出功率明显增大，试分析原因。若要增大前者的输出功率，应采取什么措施？

答：前者工作于欠压状态，故输出功率基本不随VCC变化；而后者工作于过压状态，输出功率随VCC明显变化。在欠压状态，要增大功放的输出功率，可以适当增大负载或增大输入信号。

3.6 一谐振功放，原工作于临界状态，后来发现Po明显下降，C反而增加，但VCC、Ucm和uBEmax均未改变（改为：VCC和uBEmax均未改变，而Ucm基本不变（因为即使Ucm变化很小，工作状态也可能改变，如果Ucm不变，则Uce不变，故工作状态不应改变）），问此时功放工作于什么状态？导通角增大还是减小？并分析性能变化的原因。

答：工作于过压状态（由于Ucm基本不变，故功率减小时，只可能负载增大，此时导通角不变）；导通角不变

3.7 某谐振功率放大器，工作频率f =520MHz，输出功率Po=60W，VCC=12.5V。(1) 当C=60%时，试计算管耗PC和平均分量Ic0的值；(2) 若保持Po不变，将C提高到80%，试问管耗PC减小多少？

解：(1) 当C=60%时，

PD

P0

C



600.6

100W

PCPDP01006040W

IC0

PDVCC



10012.5

8A

(2) 若保持Po不变，将C提高到80%

PD

P0

C



600.8

75W

PCPDP0756015W

3.8 谐振功率放大器电路如图3.1(c)所示，晶体管的理想化转移特性如题3.8图所示。已知：

VBB0.2V

，ui

1.1cos(t)V

，回路调谐在输入信号频率上，试在转移特性上画出输入

电压和集电极电流波形，并求出电流导通角及Ic0、Ic1m、Ic2m的大小。

BE题3.8图

解：由uBEVBBui0.21.1costV，可作出它的波形如图(2)所示。 根据uBE及转移特性，在图中可作出iC的波形如题图3.8(s)。由于t=0时，

uBEuBEmax(0.21.1)V=1.3V,则

iCmax0.7A。

因为Uimcos

cos

UBE(on)VBB

，所以

0.364,则得

UBE(on)VBB

Uim



0.60.21.1

69

题3.8(s)图

由于0(69)0.249，1(69)0.432，2(69)0.269，则

Ic00(69)iCmax0.2490.70.174AIc1m1(69)iCmax0.4320.70.302AIc2m2(69)iCmax0.2690.70.188A

3.9 谐振功率放大器工作在欠压区，要求输出功率Po=5W。已知VCC=24V，VBB= VBZ，Re=53，设集电极电流为余弦脉冲，即

iC 

iCmaxcost0

ui0ui0

试求电源供给功率PD，集电极效率C。



解：90，00.319，10.5

P0

12

ReIc1mIc1m

2

2P0Re



2553

0.434A

iCmax

Ic1m

1



0.4340.5

0.868A

IC0iCmax00.8680.3190.277APDVCCIC0240.2776.65W

C

P0PD



56.65

75%

3.10 已知集电极电流余弦脉冲iCmax

100mA

，试求通角

120

，

70

时集电极电流的直

流分量Ic0和基波分量Ic1m；若Ucm

[解] (1)

120，0()0.406

0.95VCC

，求出两种情况下放大器的效率各为多少？

，1()0.536

Ic00.40610040.6mA,Ic1m0.53610053.6mA

c

12



1()0()



UcmVcc



12



0.5360.406

0.9562.7%

(2) 

70

，0()0.253，1()0.436

12

0.4360.253

Ic00.25310025.3mA,Ic1m0.43610043.6mA

c

0.9581.9%

24V

5W

3.11 已知谐振功率放大器的VCC，IC0

250mA

，Po，Ucm

0.9VCC

，试求该放大

器的PD、PC、C以及Ic1m、iCmax、。 解：

PDIC0VCC0.25246W

PCPDPo651W

CIc1m

PoPD2PoUcm



56

83.3%250.924

0.463A



g1()2CiCmax

IC0

VCCUcm

20.8330.250.183

10.9

1.85,50?

0()

1.37A

3.12 试画一高频功率放大器的实际电路，要求： (1) 采用PNP型晶体管，发射极直接接地； (2) 集电极并联馈电，与谐振回路抽头连接； (3) 基极串联馈电，自偏压，与前级互感耦合。 解：（略）

3.13 谐振功率放大器电路如题3.13图所示，试从馈电方式，基极偏置和滤波匹配网络等方

面，分析这些电路的特点。

题3.13图

解：(a)

V1、V2集电极均采用串联馈电方式，基极采用自给偏压电路，V1利用高频扼圈中固

有直流电阻来获得反向偏置电压，而V2利用RB获得反向偏置电压。输入端采用L型滤波匹配网络，输出端采用型滤波匹配网络。

(b) 集电极采用并联馈电方式，基极采用自给偏压电路，由高频扼流圈LB中的直流电阻产

生很小的负偏压，输出端由L2C3，C3C4C5构成L型和T型滤波匹配网络，调节C3C4和C5使得外接50欧负载电阻在工作频率上变换为放大器所要求的匹配电阻，输入端由C1、

C2、L1、C6

构成T和L型滤波匹配网络，

C1用来调匹配，C2

用来调谐振。

3.14 某谐振功率放大器输出电路的交流通路如图T3.3所示。工作频率为2 MHz，已知天

线等效电容CA=500pF，等效电阻rA

8

，若放大器要求Re

CArA

80

，求L和C。

题3.14图

解：先将L、CA等效为电感LA，则LA、C组成L形网络，如题3.14(s)图所示。由图可得

L

rA

Qe

3

由图又可得Qe

LA

LA/rA，所以可得

QerA





382π210

6

1.9110

6

H1.91μH

题3.14(s)图

11

LA121.91μH122.122μHLA

Qe3C

1LA

2

12

1

1

(2π210)2.12210

6

2

6

298710F2987pF

因为LA

L

CA

1

，所以

1.9110

6

LLA

CA

6

2



1

(2π210)50010

6

2

12

14.5910H14.59μH

3.15 一谐振功率放大器，要求工作在临界状态。已知VCC

20V

，Po

0.5W

，RL

50

，集

电极电压利用系数为0.95，工作频率为10 MHz。用L型网络作为输出滤波匹配网络，

试计算该网络的元件值。

解：放大器工作在临界状态要求谐振阻抗Re等于

Re

U

2cm

RL

2Po



(0.9520)20.5

2

361

Re

由于Re>RL，需采用低阻变高阻网络，所以

QeL

QeRL



2.494

6

题3.15(s)图





2.494502π1010

6

1.98610H1.986μH

1

LL121.986H

QeC

1

1

2.31μH12

2.494

6

L

2



1

(2π1010)2.3110

6

2

11010

12

F110pF

3.16 已知实际负载RL50，谐振功率放大器要求的最佳负载电阻Re121

，工作频率

。

2试计算题3.16图所示型输出滤波匹配网络的元件值，取中间变换阻抗RLf30MHz，

RL

RL

e

题3.16图

e

题3.16(s)图

解：将题3.16图拆成两个L型电路，如题3.16(s)图所示。由此可得

Qe2

4.9

2π301050

6

4.9

7.71

Qe1



C2

Qe2

RL

52010

12

F520pF

11

C212520pF1C2542pF2

Q4.9e2L12L11

1C2Qe1RL

2

9



1

(2π3010)542107.7122π3010

66

2

12

5210H52nH



81.810

9

H81.8nH

11

L111281.8nH1L1183nH2

Q7.71e1C1

1L11

2



1

(2π3010)8310

6

2

9

33910

12

F339pF

L1L11L12(81.852)nH133.8nH

第四章 参考答案

4.1答：(a) 同名端标于二次侧线圈的下端 (b) 同名端标于二次侧线的圈下端(c) 同名端标于二次侧线圈的上端

V

CC

(a)

(b)

(c)

4.2

(a)(b)(c)

(d)

4.3

答：（a）构成正反馈（b）构成三点式

V

CC

(a)

(b)

4.4 (a)不能 (b)不能 (c)可能 4.5

同名端标于二次侧线圈的下端，f0



8kHz

4.6

（2）CB耦合，隔直，CE旁路 （3）不能，不满足三点式条件 （4

）f0

4.7

（1）1、5为同名端 （2）

（3）

影响反馈系数F；影响Q；L23增大：F增大Q减小

（4）C1：旁路，基极交流接地；C2：耦合，隔直；C2：对振荡没有直接影响； C1：去掉后，信号经电阻衰减可能无法满足幅度平衡条件，C1不应去掉。 （5）

CC3串

（C4//C5），C

(C4C5)C3

(C4C5)C3

，f0



4.8

（1）旁路、耦合 （2）f

L245uH

（3）耦合，阻抗变换 4.9

（1）高频扼流

（3）CC

C1C2C1C2

（4）振荡频率 4.10

（1）高频扼流 （3）CC3

C1C2C1C2

(错误) CC3

（4）克拉泼振荡器 4.11 （2

）f0

（3）不能 （4）可以 4.12 （a）不能 （b

）f0

（c

f0

则可能

（d

）f0m

则可能

4.13

能；1MHz；不能

LC1回路振荡频率f0

1.37MHz

，f01MHz；LC1回路在1MHz时等效为电感；

由

晶体:等同为电感振荡频率1MHz

4.14

20p

4.7H

f0

4.0MHz；

换成1M时，LC回路为电感，不能起振 4.15

（1）4MHz； （2）fs

12

LqCq

；fp

2

Lq

1CqC0CqC0

；

（3）并联型晶体振荡器，微调振荡频率

5章习题解答

5.1 已知普通双边带调幅（AM）信号电压u(t)5[10.5cos(2π103t)]cos(2π106t)，试画出其时域波形图以及频谱图，并求其带宽BW。 解：该AM调幅波的时域波形见题解图5.1（a）；（注：为便于观察，这里设载频为20kHz）

频谱图见题解图5.1（b）

；由（b）图见：该调幅波的带宽：BW2F2kHz

u(t)

t

Hz

（a） (b)

题解图5.1

5.2 已知调幅波表达式：

u(t)3cos(2π10t)

5

13

cos[2π(10210)t]

53

13

cos[2π(10210)t]

53

，试求其调幅系数及带宽，

画出该调幅波的时域波形和频谱图。 解：∵

maUcm

2

13

∴调幅系数：ma

2/9

带宽：BW2F4kHz

根据表达式所画时域波形图见题解图5.2（a）；（注：为便于观察，这里设载频为

30kHz）。

频谱图题解图5.2（b）。

u(t)

t

103

(a)

(b)

题解图5.2

5.3 已知调制信号u(t)[

设比例常数ka

12

cos(2π500t)

13

cos(2π300t)]，载波uc(t)5cos(2π510t)

3

，且假

1。试写出普通双边带调幅波的表达式；求其带宽BW。

解：普通双边带调幅波的表达式如下：

uAM(t)[5

5[1

12

cos(2π500t)

13

cos(2π300t)]cos2π510t115

3

110

cos(2π300t)]cos2π510t

3

cos(2π500t)

而调幅波带宽为：

BW2F11kHz

5.4 题5.4图的(a)和(b)分别示意的是调制信号和载波的频谱图，试分别画出普通双边带

（AM）调幅波、抑制载波的双边带（DSB）调幅波以及上边带（SSB）调幅波的频谱图。

c

(b)

（a）

题5.4图

解：相应的AM、DSB、SSB（上边带）信号频谱见题

解图5.3。

5.5 已知调幅波表达式

u(t)[105cos(2π500t)]cos(2π10t)

5

, 假设比例常

数ka试求该调幅波的载波振幅Ucm1。

、调制信号

频率F、调幅系数ma和带宽BW。 解： 解析所给调幅波表达式可得：

Ucm10Vma

12

c

题解图5.3

；F500Hz；

； BW2F1kHz

5.6 已知调幅波表达式u(t)2[1

频带宽度。若已知RL

1

12

cos(2π100t)]cos(2π10t)

3

，试画出其波形和频谱图，求出

，试求载波功率、边频功率、调幅波在调制信号一周期内平

均总功率。

解：该AM调幅波的时域波形见题解图5.4（a）；频谱图见题解图5.4（b）。

u(t)

t

z

(a) (b)

题解图5.4

带宽： 载波功率：

BW2F200H；z

Pc

1U

2cm

边带功率：

2RL



12

22W

2

；

PSSB

14

m

2

Pac

14



12

2

20.125W

；

PDSB2PSSB0.25W

总功率：

PAMPcPDSB2.25W

5.7 假设调制信号电压u(t)Umcost，载波uc(t)Ucmcosct，试分别画出：①两者的叠加

波；②普通双边带调幅波；③抑制载波的双边带调幅波的时域波形。

解：画时域波形略。

(a) (b) (c)

题解图5.5

5.8 已知AM调幅波的频谱题5.8图所示，试写出信号的时域数学表达式。

z)

4849505152

解：∵可以从题5.8图中读出以下参数：

Ucm4V

题5.8图

；ma1Ucm1V

2

11

；2

ma2Ucm2V

；

fc50kHz

；F11kHz；F2

2kHz

∴ma1

12

；

ma21

12

3

3

4

uAM(t)4[1

cos(2π10t)cos(2π210t)]cos2π510t

5.9 试分别画出下列电压表达式对应的时域波形和频谱图，并说明它们分别是哪一种调幅

信号。（假设c

5Ω

）

(1)u(t)(1cosΩt)cosct； (2)u(t)cosΩtcosct； (3)u(t)cos(c+Ω)t；

解：各自的时域波形见题解图5.6（a）(b)(c)所示。

(a) (b)

(c)

题解图

5.6

5.10 已知题图5.10示意的模拟乘法器的乘积系数AM

uc(t)4cos(2π510t)

36

0.1(1/V)

，载波

，调制信号

，试画出

u(t)2cos(2π3.410t)cos(2π300t)

输出调幅波的频谱图，并求其频带宽度。 解：∵

uo(t)AM[2cos(2π3.410t)cos(2π300t)]4cos(2π510t)

8AMcos(2π3.410t)cos(2π510t)4AMcos(2π300t)cos(2π510t)

4AMcos[2πt(510+3.410)4AMcos[2πt(510-3.410)]2AMcos[2πt(510+310)2AMcos[2πt(510-310)]

6

2

6

2

6

3

6

3

6

3

6

3

6

题图5.10

∴其频谱如题解图5.4所示。由该图可见：BW

4Az)

2Fmax3.426.8kHz

题解图5.4

Ucmcosct

5.11 二极管平衡相乘器如题5.11图（a）和(b)所示，其中uc

uUmcost为小信号（即UcmUm

为大信号，

），使两只性能完全相同的二极管工作在受uc控制

0

的开关状态下。（注：假设两只二极管导通时的正向导通电阻rd趋于无穷大）

（1）试写出两电路输出电压u0的表达式。 （2）问它们能否实现调幅？

uV

，截止时的反向电阻

V'Lu01uu0

'Lu01

u0

解：（1）

分析（a）图得：u

01

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k2(ct)

(

)]

uoauo1uo2uc[k1(ct)k(t2c

ucuk(ct)

)u]k[1ct(k)ct2

分析（b）图得：u （2）将u

01

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k1(ct)

c

uobu

1o

u

2o

uk(t)uk(t)cuk1c(tu)ck1t(c1c1

)

2uck1(ct)

Umcost和ucUcmcosct

代入（a）图或（b）图的输出电压的得式，且将

开关函数用傅里叶级数展开并代入可得：

uoaucuk(ct)

UcmcosctUcmcosct

UcmcosctUmcost(4Um

costcosct

4



cosct

43

cos3ct)

4Um3

2Um

costcos3ct

2Um3

[cos(3c)tcos(3c)t]



[cos(c)tcos(c)t]

由该式可见，含有载频以及上下边频分量，（a）电路可以实现调幅。

uob2uck1(ct)

2Ucmcosct(1

2

cosct

2

2



cosct

23

cos3ct)

2Ucmcosct(12Ucmcosct

23



cos3ct)

cosctcos3ct

4Ucm



cosct

4Ucm3

由该式可见，未含有上下边频分量，（b）电路无法实现调幅。

5.12 二极管环形相乘器如题5.12图所示，其中uc

小信号（即Ucm

Um

Umcosct

为大信号，

uUmcost

为

），使四只性能完全相同的二极管工作在受uc控制的开关状态下，

试写出输出电压u0的表达式并分析其含有的频率成分。（注：假设四只二极管导通时的

2:1

uc

Trr2

L

题5.12图

正向导通电阻rd

0

，截止时的反向电阻趋于无穷大）。

解：因该电路可以人为视作由两个二极管调制器组成（参见题解图5.12）

因此，由此可得：

uuu

u

题解图5.12

由左图：u'o由右图：u''o

(ucu)k2(ct)(ucu)k1(ct)uck(ct)uk(ct)(ucu)k2(ct)(ucu)k1(ct)uck(ct)uk(ct)

'o

uou

u

''o

uck(ct)uk(ct)uck(ct)uk(ct)

4

43

2uk(ct)2Umcost(

8Um



cosctcos3ct)costcos3ct

4Um3

[cos(3c)tcos(3c)t]



4Um

costcosct

8Um3



[cos(c)tcos(c)t]

由该式可见，输出电压中含有nc



(n1,2,3)等分量。

5.13 二极管构成的电路如题5.13图（a）(b)所示，其中uc

uUmcost为小信号（即UcmUm

Umcosct

为大信号，

），使两只性能完全相同的二极管工作在受uc控制

的开关状态下，试分析两电路输出电压中的频谱成分，说明它们是否具有相乘功能？（注：假设几只二极管导通时的正向导通电阻rd

u

0

，截止时的反向电阻趋于无穷大）

u0

RLu0

（a）

题5.13图

01

（b）

解：分析（a）图得：u

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k2(ct)

uouo1uo2uc[k(1ct)k(t)]u[k(1ct)k(ct)]ucuk(ct)2c2

UcmcosctUmcost(UcmcosctUcmcosct

4Um

4



cosct

433

cos3ct)costcos3ct

2Um3

[cos(3c)tcos(3c)t]

2Um

costcosct

4Um



[cos(c)tcos(c)t]

由此可见（a）电路含有c和nc

分析（b）图得：u

01



(n1,2,3)等频率成分，具有相乘器功能。

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k1(ct)

uouo1uo20

由此可见（b）电路没有相乘器功能。

5.14 题5.14图所示原理方框中，已知

fc150kHz，fc220MHz

，调制信号u(t)频谱如图，

其频率取值范围为（FminFmax），试画图说明其频谱搬移过程，并说明总输出信号u0(t)是哪种调幅信号。

FminFumax)u0(t)

解：分析各部件功能可得a、b、c、d、e、f各点频谱如题解图5.6所示。

a点信号频谱

题5.14图

题解图5.6

5.15 已知理想模拟相乘器中的乘积系数AM

uY[1

23

cos1t

12

cos2t]cosct

若两输入信号分别为：uX3cosct0.1(1/V)，

，

。试写出相乘器输出电压表达式，说明如果该相乘器后

面再接一低通滤波器，问它将实现何种功能？

解：（1）相乘器输出信号表达式为：

u‘（t）AMuxuy

00.13cosct[10.3[1

13

13

cos1t

12

cos2t]cosct

2

cos1t13

12

cos2t]cosct12

cos2t]0.15[1

13

cos1t

12

cos2t]cos2ct

0.15[1

cos1t

（2）低通滤波器（假设其通带范围内的传递函数为1）的输出信号为：

u00.15[1

13

cos1t

12

cos2t]

可见，它实现了AM调幅波的解调。

5.16 二极管峰值包络检波电路如题5.16图所示，已知输入调幅波的中心载频fc

单音调制信号频率F

4kHz

465kHz

，

，调幅系数ma



13

，直流负载电阻R5kΩ，试决定滤波电

容C的大小，并求出检波器的输入电阻Ri。

题5.16图

解：由式5.48示意的无惰性失真和频率失真条件可得电容C的取值域为：

5

CR

C

mamaxR

5

6.2846510510

33

C

11

13

410

3

即：

C0.141C33

16.2846510510336.284105103

3.45210

10

得： 340pFC输入电阻：Ri

12

0.022 5

R2.5k

5.17 二极管峰值包络检波电路如题5.17图所示，已知输入调幅信号电压为：

ui(t)[2cos(2π

46510t)0.4cos(2π46910t)0.4cos(2π46110t)]

3

3

3

(1)试问该电路会不会产生惰性失真和负峰切割失真？ (2)如果检波效率kd

压的大小。

1，试按对应关系画出

A、B、C各点电压的时域波形，并标出电

解：（1）先求调幅系数：

题5.17图

∵ ui(t)[2cos(2π465103t)0.4cos(2π469103t)0.4cos(2π461103t)]

Ucm[1macos(2410t)]cos(246510t)

3

3

其中：∴

ma0.4

maUcm

2

0.4

；Ucm

2V

ui(t)2[10.4cos(2410t)]cos(246510t)

3

3

又∵

无惰性失真条件为：RC

c

5~10

maxma

其中：RC5.1103680010123.468

105

maxma



3

24100.4

9.1210

5

显然，满足无惰性失真的条件。

∵低频交流负载电阻: R

RRLRRL

5.135.13

1.888k

k 而直流负载电阻: R5.1

∴

RR

0.37

；而ma0.4，显然不满足ma

RR

的无底部切割失真条件。

（2）A、B、C各点波形由题解图5.7示意。

题解图5.7 A、B、C各点波形

，载波

5.18 二极管峰值包络检波电路如题5.18图所示，已知调制信号频率F

频率

3003400Hz

fc10MHz，最大调幅系数mamax0.8，要求电路不产生惰性失真和负峰切割失真，

试求满足上述要求的C和RL的值。

u0

解：由无频率失真和无惰性失真条件推得C的取值范围为：

即：

10

题5.18图

CR1R

10

2



C

ma

max

2a

RR1max

2

CR1R2

10

7

C

1mma

max



R

1R



,

2

6.28107.410

C3

0.86.2834007.410

解得： 2222pF4746p FpFCC4746pF又∵ RR1

R2RLR2

RL

∴

RR

R1

R2RLR2RL



1.2

6.2RL6.2RL7.4

即：0.8

1.2

6.2RL6.2RL7.4

R1R2

解得： RL19.78(k

5.19 已知某理想模拟乘法器的乘积系数AM

uX3cos(21.510t)uy[cos(2100t)

23

6

0.1(1/V)，如果输入信号

，

12

cos(22000t)]cos(210t)

6

cos(21000t)

，试画出uy 及输出电

压u0的频谱图。

解：

5.20 假设混频电路的输入信号us(t)Usm[1kau(t)]cosct，本振信号uL(t)ULmcosct，输出

端的带通滤波器调谐在i

Lc上，试写出混频输出中频电压uI(t)

的表达式。

解：(1)乘法器的输出电压为：

u0(t)AMus(t)uL(t)AMUsm1kau(t)cosctULmcosLt

12

AMUsmULm1kau(t)coscLtcoscLt

(2)输出中频电压的表达式为：

ui(t)UIm1kau(t)cosLctUIm1kau(t)cosIt

5.21 电路模型如题5.21图所示，其中，uX为输入信号，uy为参考信号，假设相乘特性和

滤波特性都是理想的，且相乘系数AM = 1。 （1）如果输入信号ux

Umcost

，参考信号uy

Ucmcosct

；试写出uO(t)的表达式并说明电

路功能，并说明滤波器的类型。 （2）如果输入信号ux

Usmcostcosct

，参考信号uy

Urmcosct

；试写出uO(t)的表达式并说

明电路功能，并说明滤波器的类型。 （3）如果输入信号ux

Usmcostcosct

，参考信号uy

ULmcosLt

；试写出uO(t)的表达式并

说明电路功能，并说明滤波器的类型。

u

解：（1）uo （2）uo （3）uo

题5.21图

Uomcostcosct；调幅功能；带通滤波器。 Uomcost

；乘积型检波功能；低通滤波器。

；混频功能；带通滤波器。

f1465kHz

UomcostcosIt

5.22 晶体三极管混频电路如题5.22图所示，已知中频

us(t)10[1

12

cos(2π10t)]cos(2π10t)mV

3

6

，输入信号

。试画出A、B、C三点对地电压波形并指出

其特点，并说明L1C1、L2C2、L3C3三个LC回路调谐在什么频率上。

V

cc

us 解：（1）电压波形说明：A点为中心载频=1MHz的单音AM信号；B点为等幅正弦波（本振信号）；C点为中心频率为465kHz的单音AM信号。

（2）L1C1回路应调谐于输入AM信号1MHz的中心载频；L2C2应调谐于输入465kHz

题5.22图

中频；L3C3应调谐于本振频率1MHz+465kHz；

2.4

解:为计算简化,这里R1与电容C2的容抗之比

R1XC2

2较大,可采用部分接入法公式

C

C1C2C1C2

100(pF)

电感 L

1(2fo)C

C1C2C1

2

0.253(mH)

接入系数 n=2

R1在两端等效为RTn*n*R20(k) 电感固有品质因数50,对应的固有谐振电阻Ro

RTRoRTRo

Qo2foC

79.58(k)

端等效电阻为16(k)

3

有载品质因数QL2foC161010

习 题 第三章

3.1 高频功率放大器的主要作用是什么?应对它提出哪些主要要求？

答：高频功率放大器的主要作用是放大高频信号或高频已调波信号，将直流电能转换成交流输出功率。要求具有高效率和高功率输出。

3.2 为什么丙类谐振功率放大器要采用谐振回路作负载？若回路失谐将产生什么结果？若采用纯电阻负载又将产生什么结果？

答：因为丙类谐振功率放大器的集电极电流ic为电流脉冲，负载必须具有滤波功能，否则不能获得正弦波输出。若回路失谐集电极管耗增大，功率管有损坏的危险。若采用纯电阻负载则没有连续的正弦波输出。

3.3 高频功放的欠压、临界和过压状态是如何区分的？各有什么特点？

答：根据集电极是否进入饱和区来区分，当集电极最大点电流在临界线右方时高频功放工作于欠压状态，在临界线上时高频功放工作临界状态，在临界线左方时高频功放工作于过压状态。

欠压状态的功率和效率都比较低，集电极耗散功率也较大，输出电压随负载阻抗变化而变化，较少使用，但基极调幅时要使用欠压状态。

临界状态输出功率大，管子损耗小，放大器的效率也较高。

过压状态下，负载阻抗变化时，输出电压比较平稳且幅值较大，在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所下降，发射机的中间级、集电极调幅级常采用过压状态。 3.4 分析下列各种功放的工作状态应如何选择？ (1) 利用功放进行振幅调制时，当调制的音频信号加到基极或集电极时，如何选择功放的工作状态？

(2) 利用功放放大振幅调制信号时，应如何选择功放的工作状态？ (3) 利用功放放大等幅度信号时，应如何选择功放的工作状态？

答：(1) 当调制的音频信号加到基极时，选择欠压状态；加到集电极时，选择过压状态。 (2) 放大振幅调制信号时，选择欠压状态。、 (3) 放大等幅度信号时，选择临界状态。

3.5 两个参数完全相同的谐振功放，输出功率Po分别为1W和0.6W，为了增大输出功率，将VCC提高。结果发现前者输出功率无明显加大，后者输出功率明显增大，试分析原因。若要增大前者的输出功率，应采取什么措施？

答：前者工作于欠压状态，故输出功率基本不随VCC变化；而后者工作于过压状态，输出功率随VCC明显变化。在欠压状态，要增大功放的输出功率，可以适当增大负载或增大输入信号。

3.6 一谐振功放，原工作于临界状态，后来发现Po明显下降，C反而增加，但VCC、Ucm和uBEmax均未改变（改为：VCC和uBEmax均未改变，而Ucm基本不变（因为即使Ucm变化很小，工作状态也可能改变，如果Ucm不变，则Uce不变，故工作状态不应改变）），问此时功放工作于什么状态？导通角增大还是减小？并分析性能变化的原因。

答：工作于过压状态（由于Ucm基本不变，故功率减小时，只可能负载增大，此时导通角不变）；导通角不变

3.7 某谐振功率放大器，工作频率f =520MHz，输出功率Po=60W，VCC=12.5V。(1) 当C=60%时，试计算管耗PC和平均分量Ic0的值；(2) 若保持Po不变，将C提高到80%，试问管耗PC减小多少？

解：(1) 当C=60%时，

PD

P0

C



600.6

100W

PCPDP01006040W

IC0

PDVCC



10012.5

8A

(2) 若保持Po不变，将C提高到80%

PD

P0

C



600.8

75W

PCPDP0756015W

3.8 谐振功率放大器电路如图3.1(c)所示，晶体管的理想化转移特性如题3.8图所示。已知：

VBB0.2V

，ui

1.1cos(t)V

，回路调谐在输入信号频率上，试在转移特性上画出输入

电压和集电极电流波形，并求出电流导通角及Ic0、Ic1m、Ic2m的大小。

BE题3.8图

解：由uBEVBBui0.21.1costV，可作出它的波形如图(2)所示。 根据uBE及转移特性，在图中可作出iC的波形如题图3.8(s)。由于t=0时，

uBEuBEmax(0.21.1)V=1.3V,则

iCmax0.7A。

因为Uimcos

cos

UBE(on)VBB

，所以

0.364,则得

UBE(on)VBB

Uim



0.60.21.1

69

题3.8(s)图

由于0(69)0.249，1(69)0.432，2(69)0.269，则

Ic00(69)iCmax0.2490.70.174AIc1m1(69)iCmax0.4320.70.302AIc2m2(69)iCmax0.2690.70.188A

3.9 谐振功率放大器工作在欠压区，要求输出功率Po=5W。已知VCC=24V，VBB= VBZ，Re=53，设集电极电流为余弦脉冲，即

iC 

iCmaxcost0

ui0ui0

试求电源供给功率PD，集电极效率C。



解：90，00.319，10.5

P0

12

ReIc1mIc1m

2

2P0Re



2553

0.434A

iCmax

Ic1m

1



0.4340.5

0.868A

IC0iCmax00.8680.3190.277APDVCCIC0240.2776.65W

C

P0PD



56.65

75%

3.10 已知集电极电流余弦脉冲iCmax

100mA

，试求通角

120

，

70

时集电极电流的直

流分量Ic0和基波分量Ic1m；若Ucm

[解] (1)

120，0()0.406

0.95VCC

，求出两种情况下放大器的效率各为多少？

，1()0.536

Ic00.40610040.6mA,Ic1m0.53610053.6mA

c

12



1()0()



UcmVcc



12



0.5360.406

0.9562.7%

(2) 

70

，0()0.253，1()0.436

12

0.4360.253

Ic00.25310025.3mA,Ic1m0.43610043.6mA

c

0.9581.9%

24V

5W

3.11 已知谐振功率放大器的VCC，IC0

250mA

，Po，Ucm

0.9VCC

，试求该放大

器的PD、PC、C以及Ic1m、iCmax、。 解：

PDIC0VCC0.25246W

PCPDPo651W

CIc1m

PoPD2PoUcm



56

83.3%250.924

0.463A



g1()2CiCmax

IC0

VCCUcm

20.8330.250.183

10.9

1.85,50?

0()

1.37A

3.12 试画一高频功率放大器的实际电路，要求： (1) 采用PNP型晶体管，发射极直接接地； (2) 集电极并联馈电，与谐振回路抽头连接； (3) 基极串联馈电，自偏压，与前级互感耦合。 解：（略）

3.13 谐振功率放大器电路如题3.13图所示，试从馈电方式，基极偏置和滤波匹配网络等方

面，分析这些电路的特点。

题3.13图

解：(a)

V1、V2集电极均采用串联馈电方式，基极采用自给偏压电路，V1利用高频扼圈中固

有直流电阻来获得反向偏置电压，而V2利用RB获得反向偏置电压。输入端采用L型滤波匹配网络，输出端采用型滤波匹配网络。

(b) 集电极采用并联馈电方式，基极采用自给偏压电路，由高频扼流圈LB中的直流电阻产

生很小的负偏压，输出端由L2C3，C3C4C5构成L型和T型滤波匹配网络，调节C3C4和C5使得外接50欧负载电阻在工作频率上变换为放大器所要求的匹配电阻，输入端由C1、

C2、L1、C6

构成T和L型滤波匹配网络，

C1用来调匹配，C2

用来调谐振。

3.14 某谐振功率放大器输出电路的交流通路如图T3.3所示。工作频率为2 MHz，已知天

线等效电容CA=500pF，等效电阻rA

8

，若放大器要求Re

CArA

80

，求L和C。

题3.14图

解：先将L、CA等效为电感LA，则LA、C组成L形网络，如题3.14(s)图所示。由图可得

L

rA

Qe

3

由图又可得Qe

LA

LA/rA，所以可得

QerA





382π210

6

1.9110

6

H1.91μH

题3.14(s)图

11

LA121.91μH122.122μHLA

Qe3C

1LA

2

12

1

1

(2π210)2.12210

6

2

6

298710F2987pF

因为LA

L

CA

1

，所以

1.9110

6

LLA

CA

6

2



1

(2π210)50010

6

2

12

14.5910H14.59μH

3.15 一谐振功率放大器，要求工作在临界状态。已知VCC

20V

，Po

0.5W

，RL

50

，集

电极电压利用系数为0.95，工作频率为10 MHz。用L型网络作为输出滤波匹配网络，

试计算该网络的元件值。

解：放大器工作在临界状态要求谐振阻抗Re等于

Re

U

2cm

RL

2Po



(0.9520)20.5

2

361

Re

由于Re>RL，需采用低阻变高阻网络，所以

QeL

QeRL



2.494

6

题3.15(s)图





2.494502π1010

6

1.98610H1.986μH

1

LL121.986H

QeC

1

1

2.31μH12

2.494

6

L

2



1

(2π1010)2.3110

6

2

11010

12

F110pF

3.16 已知实际负载RL50，谐振功率放大器要求的最佳负载电阻Re121

，工作频率

。

2试计算题3.16图所示型输出滤波匹配网络的元件值，取中间变换阻抗RLf30MHz，

RL

RL

e

题3.16图

e

题3.16(s)图

解：将题3.16图拆成两个L型电路，如题3.16(s)图所示。由此可得

Qe2

4.9

2π301050

6

4.9

7.71

Qe1



C2

Qe2

RL

52010

12

F520pF

11

C212520pF1C2542pF2

Q4.9e2L12L11

1C2Qe1RL

2

9



1

(2π3010)542107.7122π3010

66

2

12

5210H52nH



81.810

9

H81.8nH

11

L111281.8nH1L1183nH2

Q7.71e1C1

1L11

2



1

(2π3010)8310

6

2

9

33910

12

F339pF

L1L11L12(81.852)nH133.8nH

第四章 参考答案

4.1答：(a) 同名端标于二次侧线圈的下端 (b) 同名端标于二次侧线的圈下端(c) 同名端标于二次侧线圈的上端

V

CC

(a)

(b)

(c)

4.2

(a)(b)(c)

(d)

4.3

答：（a）构成正反馈（b）构成三点式

V

CC

(a)

(b)

4.4 (a)不能 (b)不能 (c)可能 4.5

同名端标于二次侧线圈的下端，f0



8kHz

4.6

（2）CB耦合，隔直，CE旁路 （3）不能，不满足三点式条件 （4

）f0

4.7

（1）1、5为同名端 （2）

（3）

影响反馈系数F；影响Q；L23增大：F增大Q减小

（4）C1：旁路，基极交流接地；C2：耦合，隔直；C2：对振荡没有直接影响； C1：去掉后，信号经电阻衰减可能无法满足幅度平衡条件，C1不应去掉。 （5）

CC3串

（C4//C5），C

(C4C5)C3

(C4C5)C3

，f0



4.8

（1）旁路、耦合 （2）f

L245uH

（3）耦合，阻抗变换 4.9

（1）高频扼流

（3）CC

C1C2C1C2

（4）振荡频率 4.10

（1）高频扼流 （3）CC3

C1C2C1C2

(错误) CC3

（4）克拉泼振荡器 4.11 （2

）f0

（3）不能 （4）可以 4.12 （a）不能 （b

）f0

（c

f0

则可能

（d

）f0m

则可能

4.13

能；1MHz；不能

LC1回路振荡频率f0

1.37MHz

，f01MHz；LC1回路在1MHz时等效为电感；

由

晶体:等同为电感振荡频率1MHz

4.14

20p

4.7H

f0

4.0MHz；

换成1M时，LC回路为电感，不能起振 4.15

（1）4MHz； （2）fs

12

LqCq

；fp

2

Lq

1CqC0CqC0

；

（3）并联型晶体振荡器，微调振荡频率

5章习题解答

5.1 已知普通双边带调幅（AM）信号电压u(t)5[10.5cos(2π103t)]cos(2π106t)，试画出其时域波形图以及频谱图，并求其带宽BW。 解：该AM调幅波的时域波形见题解图5.1（a）；（注：为便于观察，这里设载频为20kHz）

频谱图见题解图5.1（b）

；由（b）图见：该调幅波的带宽：BW2F2kHz

u(t)

t

Hz

（a） (b)

题解图5.1

5.2 已知调幅波表达式：

u(t)3cos(2π10t)

5

13

cos[2π(10210)t]

53

13

cos[2π(10210)t]

53

，试求其调幅系数及带宽，

画出该调幅波的时域波形和频谱图。 解：∵

maUcm

2

13

∴调幅系数：ma

2/9

带宽：BW2F4kHz

根据表达式所画时域波形图见题解图5.2（a）；（注：为便于观察，这里设载频为

30kHz）。

频谱图题解图5.2（b）。

u(t)

t

103

(a)

(b)

题解图5.2

5.3 已知调制信号u(t)[

设比例常数ka

12

cos(2π500t)

13

cos(2π300t)]，载波uc(t)5cos(2π510t)

3

，且假

1。试写出普通双边带调幅波的表达式；求其带宽BW。

解：普通双边带调幅波的表达式如下：

uAM(t)[5

5[1

12

cos(2π500t)

13

cos(2π300t)]cos2π510t115

3

110

cos(2π300t)]cos2π510t

3

cos(2π500t)

而调幅波带宽为：

BW2F11kHz

5.4 题5.4图的(a)和(b)分别示意的是调制信号和载波的频谱图，试分别画出普通双边带

（AM）调幅波、抑制载波的双边带（DSB）调幅波以及上边带（SSB）调幅波的频谱图。

c

(b)

（a）

题5.4图

解：相应的AM、DSB、SSB（上边带）信号频谱见题

解图5.3。

5.5 已知调幅波表达式

u(t)[105cos(2π500t)]cos(2π10t)

5

, 假设比例常

数ka试求该调幅波的载波振幅Ucm1。

、调制信号

频率F、调幅系数ma和带宽BW。 解： 解析所给调幅波表达式可得：

Ucm10Vma

12

c

题解图5.3

；F500Hz；

； BW2F1kHz

5.6 已知调幅波表达式u(t)2[1

频带宽度。若已知RL

1

12

cos(2π100t)]cos(2π10t)

3

，试画出其波形和频谱图，求出

，试求载波功率、边频功率、调幅波在调制信号一周期内平

均总功率。

解：该AM调幅波的时域波形见题解图5.4（a）；频谱图见题解图5.4（b）。

u(t)

t

z

(a) (b)

题解图5.4

带宽： 载波功率：

BW2F200H；z

Pc

1U

2cm

边带功率：

2RL



12

22W

2

；

PSSB

14

m

2

Pac

14



12

2

20.125W

；

PDSB2PSSB0.25W

总功率：

PAMPcPDSB2.25W

5.7 假设调制信号电压u(t)Umcost，载波uc(t)Ucmcosct，试分别画出：①两者的叠加

波；②普通双边带调幅波；③抑制载波的双边带调幅波的时域波形。

解：画时域波形略。

(a) (b) (c)

题解图5.5

5.8 已知AM调幅波的频谱题5.8图所示，试写出信号的时域数学表达式。

z)

4849505152

解：∵可以从题5.8图中读出以下参数：

Ucm4V

题5.8图

；ma1Ucm1V

2

11

；2

ma2Ucm2V

；

fc50kHz

；F11kHz；F2

2kHz

∴ma1

12

；

ma21

12

3

3

4

uAM(t)4[1

cos(2π10t)cos(2π210t)]cos2π510t

5.9 试分别画出下列电压表达式对应的时域波形和频谱图，并说明它们分别是哪一种调幅

信号。（假设c

5Ω

）

(1)u(t)(1cosΩt)cosct； (2)u(t)cosΩtcosct； (3)u(t)cos(c+Ω)t；

解：各自的时域波形见题解图5.6（a）(b)(c)所示。

(a) (b)

(c)

题解图

5.6

5.10 已知题图5.10示意的模拟乘法器的乘积系数AM

uc(t)4cos(2π510t)

36

0.1(1/V)

，载波

，调制信号

，试画出

u(t)2cos(2π3.410t)cos(2π300t)

输出调幅波的频谱图，并求其频带宽度。 解：∵

uo(t)AM[2cos(2π3.410t)cos(2π300t)]4cos(2π510t)

8AMcos(2π3.410t)cos(2π510t)4AMcos(2π300t)cos(2π510t)

4AMcos[2πt(510+3.410)4AMcos[2πt(510-3.410)]2AMcos[2πt(510+310)2AMcos[2πt(510-310)]

6

2

6

2

6

3

6

3

6

3

6

3

6

题图5.10

∴其频谱如题解图5.4所示。由该图可见：BW

4Az)

2Fmax3.426.8kHz

题解图5.4

Ucmcosct

5.11 二极管平衡相乘器如题5.11图（a）和(b)所示，其中uc

uUmcost为小信号（即UcmUm

为大信号，

），使两只性能完全相同的二极管工作在受uc控制

0

的开关状态下。（注：假设两只二极管导通时的正向导通电阻rd趋于无穷大）

（1）试写出两电路输出电压u0的表达式。 （2）问它们能否实现调幅？

uV

，截止时的反向电阻

V'Lu01uu0

'Lu01

u0

解：（1）

分析（a）图得：u

01

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k2(ct)

(

)]

uoauo1uo2uc[k1(ct)k(t2c

ucuk(ct)

)u]k[1ct(k)ct2

分析（b）图得：u （2）将u

01

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k1(ct)

c

uobu

1o

u

2o

uk(t)uk(t)cuk1c(tu)ck1t(c1c1

)

2uck1(ct)

Umcost和ucUcmcosct

代入（a）图或（b）图的输出电压的得式，且将

开关函数用傅里叶级数展开并代入可得：

uoaucuk(ct)

UcmcosctUcmcosct

UcmcosctUmcost(4Um

costcosct

4



cosct

43

cos3ct)

4Um3

2Um

costcos3ct

2Um3

[cos(3c)tcos(3c)t]



[cos(c)tcos(c)t]

由该式可见，含有载频以及上下边频分量，（a）电路可以实现调幅。

uob2uck1(ct)

2Ucmcosct(1

2

cosct

2

2



cosct

23

cos3ct)

2Ucmcosct(12Ucmcosct

23



cos3ct)

cosctcos3ct

4Ucm



cosct

4Ucm3

由该式可见，未含有上下边频分量，（b）电路无法实现调幅。

5.12 二极管环形相乘器如题5.12图所示，其中uc

小信号（即Ucm

Um

Umcosct

为大信号，

uUmcost

为

），使四只性能完全相同的二极管工作在受uc控制的开关状态下，

试写出输出电压u0的表达式并分析其含有的频率成分。（注：假设四只二极管导通时的

2:1

uc

Trr2

L

题5.12图

正向导通电阻rd

0

，截止时的反向电阻趋于无穷大）。

解：因该电路可以人为视作由两个二极管调制器组成（参见题解图5.12）

因此，由此可得：

uuu

u

题解图5.12

由左图：u'o由右图：u''o

(ucu)k2(ct)(ucu)k1(ct)uck(ct)uk(ct)(ucu)k2(ct)(ucu)k1(ct)uck(ct)uk(ct)

'o

uou

u

''o

uck(ct)uk(ct)uck(ct)uk(ct)

4

43

2uk(ct)2Umcost(

8Um



cosctcos3ct)costcos3ct

4Um3

[cos(3c)tcos(3c)t]



4Um

costcosct

8Um3



[cos(c)tcos(c)t]

由该式可见，输出电压中含有nc



(n1,2,3)等分量。

5.13 二极管构成的电路如题5.13图（a）(b)所示，其中uc

uUmcost为小信号（即UcmUm

Umcosct

为大信号，

），使两只性能完全相同的二极管工作在受uc控制

的开关状态下，试分析两电路输出电压中的频谱成分，说明它们是否具有相乘功能？（注：假设几只二极管导通时的正向导通电阻rd

u

0

，截止时的反向电阻趋于无穷大）

u0

RLu0

（a）

题5.13图

01

（b）

解：分析（a）图得：u

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k2(ct)

uouo1uo2uc[k(1ct)k(t)]u[k(1ct)k(ct)]ucuk(ct)2c2

UcmcosctUmcost(UcmcosctUcmcosct

4Um

4



cosct

433

cos3ct)costcos3ct

2Um3

[cos(3c)tcos(3c)t]

2Um

costcosct

4Um



[cos(c)tcos(c)t]

由此可见（a）电路含有c和nc

分析（b）图得：u

01



(n1,2,3)等频率成分，具有相乘器功能。

(ucu)k1(ct)；u02(ucu)k1(ct)

uouo1uo20

由此可见（b）电路没有相乘器功能。

5.14 题5.14图所示原理方框中，已知

fc150kHz，fc220MHz

，调制信号u(t)频谱如图，

其频率取值范围为（FminFmax），试画图说明其频谱搬移过程，并说明总输出信号u0(t)是哪种调幅信号。

FminFumax)u0(t)

解：分析各部件功能可得a、b、c、d、e、f各点频谱如题解图5.6所示。

a点信号频谱

题5.14图

题解图5.6

5.15 已知理想模拟相乘器中的乘积系数AM

uY[1

23

cos1t

12

cos2t]cosct

若两输入信号分别为：uX3cosct0.1(1/V)，

，

。试写出相乘器输出电压表达式，说明如果该相乘器后

面再接一低通滤波器，问它将实现何种功能？

解：（1）相乘器输出信号表达式为：

u‘（t）AMuxuy

00.13cosct[10.3[1

13

13

cos1t

12

cos2t]cosct

2

cos1t13

12

cos2t]cosct12

cos2t]0.15[1

13

cos1t

12

cos2t]cos2ct

0.15[1

cos1t

（2）低通滤波器（假设其通带范围内的传递函数为1）的输出信号为：

u00.15[1

13

cos1t

12

cos2t]

可见，它实现了AM调幅波的解调。

5.16 二极管峰值包络检波电路如题5.16图所示，已知输入调幅波的中心载频fc

单音调制信号频率F

4kHz

465kHz

，

，调幅系数ma



13

，直流负载电阻R5kΩ，试决定滤波电

容C的大小，并求出检波器的输入电阻Ri。

题5.16图

解：由式5.48示意的无惰性失真和频率失真条件可得电容C的取值域为：

5

CR

C

mamaxR

5

6.2846510510

33

C

11

13

410

3

即：

C0.141C33

16.2846510510336.284105103

3.45210

10

得： 340pFC输入电阻：Ri

12

0.022 5

R2.5k

5.17 二极管峰值包络检波电路如题5.17图所示，已知输入调幅信号电压为：

ui(t)[2cos(2π

46510t)0.4cos(2π46910t)0.4cos(2π46110t)]

3

3

3

(1)试问该电路会不会产生惰性失真和负峰切割失真？ (2)如果检波效率kd

压的大小。

1，试按对应关系画出

A、B、C各点电压的时域波形，并标出电

解：（1）先求调幅系数：

题5.17图

∵ ui(t)[2cos(2π465103t)0.4cos(2π469103t)0.4cos(2π461103t)]

Ucm[1macos(2410t)]cos(246510t)

3

3

其中：∴

ma0.4

maUcm

2

0.4

；Ucm

2V

ui(t)2[10.4cos(2410t)]cos(246510t)

3

3

又∵

无惰性失真条件为：RC

c

5~10

maxma

其中：RC5.1103680010123.468

105

maxma



3

24100.4

9.1210

5

显然，满足无惰性失真的条件。

∵低频交流负载电阻: R

RRLRRL

5.135.13

1.888k

k 而直流负载电阻: R5.1

∴

RR

0.37

；而ma0.4，显然不满足ma

RR

的无底部切割失真条件。

（2）A、B、C各点波形由题解图5.7示意。

题解图5.7 A、B、C各点波形

，载波

5.18 二极管峰值包络检波电路如题5.18图所示，已知调制信号频率F

频率

3003400Hz

fc10MHz，最大调幅系数mamax0.8，要求电路不产生惰性失真和负峰切割失真，

试求满足上述要求的C和RL的值。

u0

解：由无频率失真和无惰性失真条件推得C的取值范围为：

即：

10

题5.18图

CR1R

10

2



C

ma

max

2a

RR1max

2

CR1R2

10

7

C

1mma

max



R

1R



,

2

6.28107.410

C3

0.86.2834007.410

解得： 2222pF4746p FpFCC4746pF又∵ RR1

R2RLR2

RL

∴

RR

R1

R2RLR2RL



1.2

6.2RL6.2RL7.4

即：0.8

1.2

6.2RL6.2RL7.4

R1R2

解得： RL19.78(k

5.19 已知某理想模拟乘法器的乘积系数AM

uX3cos(21.510t)uy[cos(2100t)

23

6

0.1(1/V)，如果输入信号

，

12

cos(22000t)]cos(210t)

6

cos(21000t)

，试画出uy 及输出电

压u0的频谱图。

解：

5.20 假设混频电路的输入信号us(t)Usm[1kau(t)]cosct，本振信号uL(t)ULmcosct，输出

端的带通滤波器调谐在i

Lc上，试写出混频输出中频电压uI(t)

的表达式。

解：(1)乘法器的输出电压为：

u0(t)AMus(t)uL(t)AMUsm1kau(t)cosctULmcosLt

12

AMUsmULm1kau(t)coscLtcoscLt

(2)输出中频电压的表达式为：

ui(t)UIm1kau(t)cosLctUIm1kau(t)cosIt

5.21 电路模型如题5.21图所示，其中，uX为输入信号，uy为参考信号，假设相乘特性和

滤波特性都是理想的，且相乘系数AM = 1。 （1）如果输入信号ux

Umcost

，参考信号uy

Ucmcosct

；试写出uO(t)的表达式并说明电

路功能，并说明滤波器的类型。 （2）如果输入信号ux

Usmcostcosct

，参考信号uy

Urmcosct

；试写出uO(t)的表达式并说

明电路功能，并说明滤波器的类型。 （3）如果输入信号ux

Usmcostcosct

，参考信号uy

ULmcosLt

；试写出uO(t)的表达式并

说明电路功能，并说明滤波器的类型。

u

解：（1）uo （2）uo （3）uo

题5.21图

Uomcostcosct；调幅功能；带通滤波器。 Uomcost

；乘积型检波功能；低通滤波器。

；混频功能；带通滤波器。

f1465kHz

UomcostcosIt

5.22 晶体三极管混频电路如题5.22图所示，已知中频

us(t)10[1

12

cos(2π10t)]cos(2π10t)mV

3

6

，输入信号

。试画出A、B、C三点对地电压波形并指出

其特点，并说明L1C1、L2C2、L3C3三个LC回路调谐在什么频率上。

V

cc

us 解：（1）电压波形说明：A点为中心载频=1MHz的单音AM信号；B点为等幅正弦波（本振信号）；C点为中心频率为465kHz的单音AM信号。

（2）L1C1回路应调谐于输入AM信号1MHz的中心载频；L2C2应调谐于输入465kHz

题5.22图

中频；L3C3应调谐于本振频率1MHz+465kHz；